提案された正弦波テスト オーディオ ジェネレーターはウィーン ブリッジに基づいており、非常に低い正弦波歪みを生成し、2 つのサブバンドで 15 Hz ～ 22 kHz で動作します。 出力電圧は 0 ～ 250 mV と 0 ～ 2.5 V の 2 レベルです。回路はまったく複雑ではないため、経験の浅いアマチュア無線家でも組み立てることをお勧めします。

オーディオジェネレーターパーツリスト

• R1、R3、R4 = 330オーム
• R2 = 33オーム
• R5 = 50k デュアル ポテンショメータ (リニア)
• R6 = 4.7k
• R7 = 47k
• R8 = 5k ポテンショメータ (リニア)
• C1、C3 = 0.022uF
• C2、C4 = 0.22uF
• C5、C6 = 47uF 電解コンデンサ (50V)
• IC1 = TL082 ダブルオペアンプ、ソケット付き
• L1 = 28V/40mAランプ
• J1 = BNC コネクタ
• J2 = RCAジャック
• B1、B2 = 9Vクローナ

発電機アセンブリ

LED はデバイスのオン/オフ インジケーターとして機能します。 L1 白熱電球に関しては、組み立てプロセス中に多くのタイプの電球がテストされ、すべて正常に動作しました。 まず、PCB を希望のサイズに切断し、エッチング、穴あけ、組み立てを行います。

アマチュア無線の練習では、正弦波発振発生器を使用する必要があることがよくあります。 さまざまな用途が見つかります。 ウィーンブリッジ上に安定した振幅と周波数を持つ正弦波信号発生器を作成する方法を見てみましょう。

この記事では、正弦波信号発生回路の開発について説明します。 目的の周波数をプログラムで生成することもできます。

組み立てと調整の観点から最も便利な正弦波信号発生器のバージョンは、最新のオペアンプ (OP-Amp) を使用してウィーン ブリッジ上に構築された発生器です。

ワインの橋

ウィーン ブリッジ自体は 2 つのバンドパス フィルターです。 中心周波数を強調し、他の周波数を抑制します。

この橋は 1891 年にマックス ウィーンによって発明されました。 概略図では、ウィーン橋自体は通常次のように描かれます。

画像はウィキペディアよりお借りしました

ウィーンブリッジには出力電圧と入力電圧の比率があります。 b=1/3 。 この係数によって安定した発電の条件が決まるため、これは重要なポイントです。 しかし、それについては後で詳しく説明します

周波数の計算方法

自動発電機とインダクタンス メーターはウィーン橋に建てられることがよくあります。 あなたの生活を複雑にしないために、彼らは通常、 R1=R2=R そして C1=C2=C 。 このおかげで式を簡略化することができます。 ブリッジの基本周波数は次の比率から計算されます。

f=1/2πRC

ほとんどすべてのフィルターは、周波数に依存する分圧器と考えることができます。 したがって、抵抗とコンデンサの値を選択するときは、共振周波数でコンデンサの複素抵抗（Z）がコンデンサの抵抗と等しいか、少なくとも同じ桁であることが望ましいです。抵抗器。

Zc=1/ωC=1/2πνC

どこ ω (オメガ) - サイクリック周波数、 ν (nu) - 線形周波数、 ω=2πν

ウィーンブリッジとオペアンプ

ウィーン橋自体は信号発生器ではありません。 生成するには、オペアンプの正帰還回路に配置する必要があります。 このような自己発振器は、トランジスタを使用して構築することもできます。 しかし、オペアンプを使用すると明らかに作業が簡素化され、パフォーマンスが向上します。

ゲイン係数 3

ウィーンブリッジには透過率があります b=1/3 。 したがって、生成の条件は、オペアンプが 3 のゲインを提供する必要があるということです。 この場合、ウィーンブリッジの伝達係数とオペアンプのゲインの積は1になります。そして、所定の周波数が安定して生成されます。

世界が理想的であれば、負帰還回路の抵抗で必要なゲインを設定することで、既製の発電機が得られるでしょう。

これは非反転アンプであり、そのゲインは次の関係によって決まります。K=1+R2/R1

しかし、残念なことに、世界は理想的なものではありません。 ... 実際には、生成を開始するには、最初の瞬間に係数が必要であることがわかります。 ゲインは 3 よりわずかに大きく、安定した生成では 3 に維持されました。

ゲインが 3 未満の場合、ジェネレーターは停止します。ゲインが 3 を超える場合、電源電圧に達すると信号が歪み始め、飽和が発生します。

飽和すると、出力は電源電圧の 1 つに近い電圧を維持します。 そして、供給電圧間のランダムな無秩序な切り替えが発生します。

したがって、ウィーン橋に発電機を構築する場合、ゲインを調整する負帰還回路に非線形素子を使用することに頼ることになります。 この場合、発電機はそれ自体でバランスをとり、発電量を同じレベルに維持します。

白熱灯の振幅安定化

オペアンプのウィーンブリッジ上の発電機の最も古典的なバージョンでは、抵抗器の代わりに小型の低電圧白熱灯が使用されます。

このような発電機のスイッチを入れると、最初の瞬間、ランプのスパイラルは冷たく、その抵抗は低くなります。 これは、発電機の始動に役立ちます (K>3)。 その後、加熱するにつれてスパイラルの抵抗が増加し、平衡 (K=3) に達するまでゲインが減少します。

ウィーンブリッジが配置された正帰還回路は変更されません。 発電機の一般的な回路図は次のとおりです。

オペアンプの正帰還要素が生成周波数を決定します。 そして、ネガティブフィードバックの要素は強化です。

制御要素として電球を使用するというアイデアは非常に興味深く、現在でも使用されています。 しかし、残念なことに、電球には多くの欠点があります。

• 電球と電流制限抵抗R*の選択が必要です。
• 発電機を定期的に使用すると、電球の寿命は通常数か月に制限されます。
• 電球の制御特性は部屋の温度に依存します。

もう 1 つの興味深いオプションは、直接加熱されたサーミスターを使用することです。 基本的に考え方は同じですが、電球のフィラメントの代わりにサーミスターが使用されます。 問題は、まずそれを見つけて、それと電流制限抵抗を再度選択する必要があることです。

LEDの振幅安定化

正弦波信号発生器の出力電圧の振幅を安定させる効果的な方法は、負帰還回路でオペアンプ LED を使用することです ( VD1 そして VD2 ).

メインゲインは抵抗によって設定されます R3 そして R4 。 残りの要素 ( R5 , R6 および LED) は小さな範囲内でゲインを調整し、出力を安定に保ちます。 抵抗器 R5 出力電圧は約 5 ～ 10 ボルトの範囲で調整できます。

追加の OS 回路では、低抵抗の抵抗を使用することをお勧めします ( R5 そして R6 ）。 これにより、LED に大量の電流 (最大 5mA) が流れるようになり、LED は最適モードになります。 少し光ることもあります:-)

上に示した図では、ウィーン ブリッジ要素は 400 Hz の周波数で生成されるように設計されていますが、記事の冒頭で示した式を使用して他の周波数でも簡単に再計算できます。

生成の品質と使用される要素

オペアンプが生成に必要な電流を供給でき、十分な周波数帯域幅を備えていることが重要です。 人気の TL062 および TL072 をオペアンプとして使用すると、100 kHz の生成周波数で非常に悲しい結果が得られました。 信号の形状は正弦波とは言えず、むしろ三角信号に似ていました。 TDA 2320 を使用すると、さらに悪い結果が得られました。

しかし、NE5532 はその優れた側面を示し、正弦波に非常に似た出力信号を生成しました。 LM833 もこのタスクに完璧に対応しました。 したがって、手頃な価格で一般的な高品質オペアンプとして使用することをお勧めするのは、NE5532 と LM833 です。 ただし、周波数が低下すると、残りのオペアンプの動作ははるかに良くなります。

生成周波数の精度は、周波数依存回路の要素の精度に直接依存します。 そしてこの場合、要素の値がその上の碑文に対応していることだけが重要ではありません。 より精密な部品は、温度変化に対する値の安定性が高くなります。

著者のバージョンでは、C2-13 ±0.5% タイプの抵抗と ±2% の精度のマイカ コンデンサが使用されました。 このタイプの抵抗器が使用されるのは、抵抗値の温度依存性が低いためです。 マイカコンデンサは温度依存性がほとんどなく、TKEも低いです。

LEDの短所

LED に個別に焦点を当てる価値があります。 正弦波発生器回路での使用は、通常 1.2 ～ 1.5 ボルトの範囲にある電圧降下の大きさによって引き起こされます。 これにより、かなり高い出力電圧を得ることができます。

ブレッドボードに回路を実装した後、LED パラメータの変動により、ジェネレータ出力の正弦波の前面が対称ではないことが判明しました。 上の写真でも少し目立ちますね。 さらに、100 kHz の生成周波数に対する LED の動作速度が不十分なために、生成された正弦波の形状にわずかな歪みが発生しました。

LEDの代わりに4148個のダイオードを使用

LED は、スイッチング速度が 4 ns 未満の手頃な価格の高速信号ダイオードである、人気の 4148 ダイオードに置き換えられました。 同時に、回路は完全に動作し続け、上記の問題の痕跡は残らず、正弦波は理想的な外観を獲得しました。

次の図では、ワイン ブリッジの要素は 100 kHz の生成周波数用に設計されています。 また、可変抵抗器 R5 を定数抵抗器に置き換えましたが、これについては後ほど説明します。

LEDとは異なり、従来のダイオードのp-n接合での電圧降下は0.6÷0.7Vであるため、発電機の出力電圧は約2.5Vでした。出力電圧を高めるために、1つではなく複数のダイオードを直列に接続することができます。 、たとえば次のようになります。

ただし、非線形要素の数を増やすと、発電機の外部温度への依存性が高くなります。 このため、このアプローチを放棄し、一度に 1 つのダイオードを使用することが決定されました。

可変抵抗器を定抵抗器に置き換える

次にチューニング抵抗についてです。 最初は、470 オームのマルチターン トリマ抵抗器が抵抗器 R5 として使用されました。 出力電圧を正確に調整することが可能になりました。

ジェネレーターを構築するときは、オシロスコープを用意することが非常に望ましいです。 可変抵抗器 R5 は、振幅と安定性の両方の生成に直接影響します。

提示された回路では、この抵抗の小さな抵抗範囲でのみ生成が安定します。 抵抗比が必要以上に大きい場合、クリッピングが始まります。 正弦波は上下からクリップされます。 これより小さい場合、正弦波の形状が歪み始め、さらに小さくすると生成が停止します。

使用する電源電圧にも依存します。 説明した回路は当初、±9V 電源を備えた LM833 オペアンプを使用して組み立てられました。 次に、回路を変更せずに、オペアンプを AD8616 に置き換え、電源電圧を±2.5V (これらのオペアンプの最大値) に変更しました。 この交換の結果、出力の正弦波が遮断されました。 抵抗器の選択により、それぞれ 150 オームと 330 オームではなく、210 オームと 165 オームの値が得られました。

抵抗器を「目で見て」選ぶ方法

原則として、調整抵抗はそのままにしておいても問題ありません。 それはすべて、必要な精度と生成される正弦波信号の周波数によって決まります。

独自の選択をするには、まず公称値 200 ～ 500 オームの調整抵抗を取り付ける必要があります。 ジェネレータの出力信号をオシロスコープに入力し、トリミング抵抗を回転させることで、制限が始まる瞬間に到達します。

次に、振幅を下げて、正弦波の形状が最適になる位置を見つけ、トリマーを取り外し、結果の抵抗値を測定し、その値をできるだけ近づけてはんだ付けします。

正弦波オーディオ信号発生器が必要な場合は、オシロスコープがなくても大丈夫です。 これを行うには、繰り返しになりますが、信号がクリッピングによって歪み始める瞬間を耳で確認し、その後振幅を減らす方が良いでしょう。 歪みがなくなるまで下げて、その後もう少し下げる必要があります。 これが必要な理由は、 10% の歪みさえ耳で検出できるとは限りません。

追加の補強

正弦波発生器はデュアル オペアンプ上に組み立てられており、超小型回路の半分は空中に浮いたままになっていました。 したがって、電圧調整可能なアンプの下で使用するのが合理的です。 これにより、出力電圧を調整するために、追加の発電機フィードバック回路から電圧増幅段に可変抵抗器を移動することが可能になりました。

追加の増幅段を使用すると、ジェネレータ出力と負荷のより良いマッチングが保証されます。 古典的な非反転アンプ回路に従って構築されました。

表示された定格により、ゲインを 2 から 5 に変更できます。必要に応じて、必要なタスクに合わせて定格を再計算できます。 カスケード ゲインは次の関係で与えられます。

K=1+R2/R1

抵抗器 R1 直列に接続された可変抵抗と定抵抗の合計です。 可変抵抗器ノブの最小位置でゲインが無限大にならないように、定抵抗器が必要です。

アウトプットを強化する方法

この発電機は、数オームの低抵抗負荷で動作することを目的としていました。 もちろん、単一の低電力オペアンプが必要な電流を生成できるわけではありません。

電力を増加させるために、TDA2030 リピーターが発電機の出力に配置されました。 このマイクロ回路の使用による利点はすべてこの記事で説明されています。

これは、出力に電圧アンプとリピーターを備えた正弦波発生器全体の回路は次のようになります。

ウィーンブリッジの正弦波発生器は、TDA2030 自体にオペアンプとして組み込むこともできます。 それはすべて、必要な精度と選択した生成頻度によって異なります。

生成の品質に特別な要件がなく、必要な周波数が 80 ～ 100 kHz を超えず、低インピーダンス負荷で動作することが想定されている場合、このオプションは最適です。

結論

ウィーンブリッジジェネレーターは正弦波を生成する唯一の方法ではありません。 高精度の周波数安定化が必要な場合は、水晶発振子を備えた発電機を検討することをお勧めします。

ただし、説明した回路は、周波数と振幅の両方で安定した正弦波信号を取得する必要があるほとんどの場合に適しています。

生成は良いのですが、高周波交流電圧の大きさを正確に測定するにはどうすればよいでしょうか? . と呼ばれるスキームはこれに最適です。

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電気ネットワークから電力を供給されるだけでなく、電気ネットワークがデバイス回路の動作に必要なインパルスの供給源として機能する機器やデバイスもあります。 このようなデバイスが異なる周波数の電源または自律電源から電力を供給される場合、クロック周波数をどこから取得するかという問題が発生します。

このようなデバイスのクロック周波数は、通常、電源周波数 (60 または 50 Hz) に等しいか、デバイス回路内のクロック パルスのソースが平滑コンデンサのないブリッジ整流器に基づく回路である場合、電源周波数の 2 倍に等しいかのいずれかになります。 。

以下は、CD4060B マイクロ回路と 32768 Hz クォーツ クロック共振器に基づいて構築された、周波数 50 Hz、60 Hz、100 Hz、120 Hz のパルス発生器の 4 つの回路です。

50Hz発生回路

米。 1. 周波数 50 Hz の信号発生器の概略図。

図 1 に 50 Hz 周波数発生器の回路を示します。 周波数は水晶共振器 Q1 によって 32768 Hz で安定化され、D1 チップ内のその出力からパルスがバイナリカウンタに送信されます。 分周係数はダイオード VD1 ～ VD3 と抵抗 R1 によって設定され、カウンタの状態が 656 に達するたびにカウンタをリセットします。この場合、32768 / 656 = 49.9512195 となります。

50Hzには及ばないものの、かなり近い値です。 さらに、コンデンサ C1 と C2 の静電容量を選択することにより、水晶発振器の周波数をわずかに変更して、50 Hz に近い結果を得ることができます。

60Hz発生回路

図 2 に 60 Hz 周波数発生器の回路を示します。 周波数は水晶共振器 Q1 によって 32768 Hz で安定化され、D1 チップ内のその出力からパルスがバイナリカウンタに送信されます。

米。 2. 周波数 60 Hz の信号発生器の概略図。

分周係数はダイオード VD1 ～ VD2 と抵抗 R1 によって設定され、状態が 544 に達するたびにカウンタをリセットします。この場合、32768 / 544 = 60.2352941。 60Hzには及ばないものの、それに近い値です。

さらに、コンデンサ C1 と C2 の静電容量を選択することにより、水晶発振器の周波数をわずかに変更して、60 Hz に近い結果を得ることができます。

100Hz発生回路

図 3 に 100 Hz 周波数発生器の回路を示します。 周波数は水晶共振器 Q1 によって 32768 Hz で安定化され、D1 チップ内のその出力からパルスがバイナリカウンタに送信されます。 分周係数はダイオード VD1 ～ VD3 と抵抗 R1 によって設定され、状態が 328 に達するたびにカウンタをリセットします。この場合、32768 / 328 = 99.902439 となります。

米。 3. 周波数 100 Hz の信号発生器の概略図。

100 Hz には及ばないものの、それに近い値です。 さらに、コンデンサ C1 と C2 の静電容量を選択することにより、水晶発振器の周波数をわずかに変更し、100 Hz に近い結果を得ることができます。

120Hz発生器

図 4 に 120 Hz 周波数発生器の回路を示します。 周波数は水晶共振器 Q1 によって 32768 Hz で安定化され、D1 チップ内のその出力からパルスがバイナリカウンタに送信されます。 分周係数はダイオード VD1-VD2 と抵抗 R1 によって設定され、カウンタの状態が 272 に達するたびにカウンタをリセットします。この場合、32768 / 272 = 120.470588 です。

120Hzには及ばないものの、それに近い値です。 さらに、コンデンサ C1 と C2 の静電容量を選択することにより、水晶発振器の周波数をわずかに変更し、120 Hz に近い結果を得ることができます。

米。 4. 周波数 120 Hz の信号発生器の概略図。

電源電圧は、回路の電源電圧、または必要なロジックレベルの値に応じて、3 ～ 15V になります。 すべての回路の出力パルスは非対称であるため、特定のアプリケーションではこれを考慮する必要があります。

周期1分のパルスフォーマー

図 5 は、たとえば電子デジタル時計用の 1 分周期のパルス整形器の回路を示しています。 入力は、変圧器、分圧器、またはフォトカプラを介して主電源から、または別の 50 Hz 信号を受信します。

抵抗 R1 と R2 は、クロック ジェネレーター回路用の D1 チップのインバーターとともにシュミット トリガーを形成するため、入力信号の形状を気にする必要はなく、正弦波にすることもできます。

図5。 1分周期のパルス整形器の回路。

ダイオード VD1 ～ VD7 によって、カウンタ除算係数は値 2048+512+256+128+32+16+8=3000 に制限されます。これは、マイクロ回路のピン 1 の入力周波数 50 Hz で、ある周期のパルスを与えます。 1分間。

さらに、周波数 0.781 Hz のパルスをピン 4 から削除して、たとえば時カウンターと分カウンターを現在時刻に設定することができます。 電源電圧は、電子クロック回路の電源電圧、または必要な論理レベルの値に応じて、3 ～ 15V の範囲になります。

スネギレフ I. RK-11-16。