5 GHz 範囲に直接変換するトランシーバー回路。アクティブ素子に基づくバランスミキサーを備えたダイレクトコンバージョントランシーバー。受信パスの基本パラメータ

電源の動作中に、いくつかの問題が発生しました。まず、高電圧が消え、次に、非常に目立つバックグラウンドが現れ、安定した低電圧（-12V）が限界をわずかに超えました。ユニットを修理する必要があり、電源装置は約 30 年前に組み立てられており、組み立てられている部品の一部はさらに古いため、修理するだけでなく、いくつかの修理を行うという考えが生まれました。近代化。

電源からのワイヤーがユニットにしっかりと「結びついている」という事実があまり好きではありませんでした。スイッチがぶら下がっている電源コードは、通常、緊急の交換が必要でした。しかし、コネクタやスイッチをブロック内に配置する方法はありませんでした。

まず、内部の設置が非常に密であるため、ケース内に他のものを配置することが困難になるだけでなく、ユニットの修理が非常に困難になります。第二に、電源ケースもありません。
必要なコネクタを配置できるため、操作だけでなく、設置や将来の修理にも便利です。そこで、追加の基板を作成し、ケースの外側に設置することにしました。もちろん、これによりブロックの外観がわずかに悪化し、その寸法は長さ約5 cm大きくなりました。しかし、標準的なコンピュータケーブルをネットワークケーブルとして使用し、通常のスイッチを配置することが可能になりました。電源ケーブルには DB-15M コネクタがあり、補助ボードには DB-15F コネクタの嵌合部分があるため、電源ケーブルを電源から取り外すこともできます。

さらに、電源に別のマイクロスイッチが取り付けられ、ペダルから独立したワイヤーを出力できるようになりました。これにより、必要に応じてユニットを通常の「ペダル」として使用したり、追加で他の機器を切り替えたりすることができます。たとえば、送信または制御「アシスタント」に切り替えるときにアンテナを切り替えます。

しかし、まず最初に。

最初に行われたのは、変圧器の端子のスイッチングをわずかに変更することであり、変圧器自体では、所々ほつれていた紙の外部絶縁材がワニスを塗った布地に置き換えられました。

高電圧整流器のブロックはそのままで、変更されたのは故障した抵抗器が交換され、単一のスイッチボタン (KM1-1) の代わりに二重のスイッチボタン (KM2-1) になったことだけです。を搭載し、独立した「ペダル」の設置が可能になりました。

DB-15F コネクタを取り付けた後は、一般に緊急の必要がなく、このボードは取り付けが複雑になるだけで、必要に応じて電源を修理するのが非常に困難になるため、スイッチングボードを完全に取り除くことが決定されました。

スタビライザーブロックは完全に再設計され、新しいプリント基板が取り付けられ、最新のコンポーネントが部分的に使用されました。特に、乾燥した寸法の電解質の代わりに、最新の嵩張る KTs-405 が設置され、1N4007 タイプのダイオードに置き換えられ、スイッチングランプは 1 つの明るい白色 LED に置き換えられました (当初は 3 つの LED と 1 つの LED を取り付けることになっていました)。ボードには 3 つの LED が配線されていましたが、結局のところ、それはペダル照明用であり、1 つで十分でした)。

そしてもちろん、すべての接続ワイヤ（ブロック内では主に単芯銅線が使用されていました）はMGTFワイヤに置き換えられました。

完成写真:

基本的に、電源はできる限り元の形に保つようにし、よほどのことがない限り部品を交換しませんでした。現時点では、電源は完全に機能していますが、見た目は少し異なります。しかし問題は、それが半分実用的な博物館の展示品のままであるか、それとも第二の人生を歩むかということです...

トランシーバーには、受信と送信用に別個の高周波パスと低周波パスがあり、両方のモードに共通するのは、ミキサー変調器とスムーズレンジジェネレーターです。

スムースレンジジェネレーター (VFO) は、ソースカップリングを備えた 2 つの電界効果トランジスタ VT5 と VT6 で構成されます。受信または送信信号の周波数の半分に等しい周波数で動作します。受信動作時と送信動作時には GPA の出力回路は切り替わらず、GPA の負荷は変化しません。その結果、受信から送信、またはその逆の切り替え時に、VFO 周波数がずれることがありません。範囲内の調整は、GPA 回路の一部である空気誘電体 SJ を備えた可変コンデンサを使用して実行されます。

トランシーバーは、28 ～ 29.7 MHz の範囲で SSB および CW を送受信するように設計されています。このデバイスは、受信と送信に共通のミキサー変調器を使用したダイレクトコンバージョン方式に従って構築されています。

仕様:

受信モードでの感度は信号/雑音比 10 dB、1 µV 以下です。
受信パスのダイナミックレンジ（2 信号法を使用して測定）、約 80 dB。
-3 dB レベルでの受信パスの帯域幅....2700 Hz。
送信時の単側波帯放射のスペクトル幅....2700 Hz;
搬送波周波数と非動作側波帯は......40 dB以下に抑制されます。
75 オームの負荷での電信モードでの送信機出力電力......7 W。
スイッチを入れてから 30 分間ウォームアップした後の局部発振器の周波数ドリフトは 200 Hz/h 以下です。

SSB 送信モードでは、マイクからの信号はオペアンプ A2 によって増幅され、要素 L10、L11、C13、C14、R6、R7 を使用する位相シフターに供給され、周波数範囲 300 ～ 300 で 90°の位相シフトが提供されます。 30～00Hz。

ダイオード VD1 ～ VD8 上のミキサーの一般的な負荷として機能する L4C5 回路では、上側波帯信号が 28 ～ 29.7 MHz の範囲に割り当てられます。 L6R5C9 高周波広帯域位相シフタは、この範囲で 90° の位相シフトを提供します。

選択された単側波帯信号は、コンデンサ C6 を介して、トランジスタ VT7 ～ VT9 を使用する 3 段電力増幅器に供給されます。ミキサー変調器の出力回路の前置増幅とデカップリングの段階は、VT9 トランジスタを使用して行われます。高い入力インピーダンスと C6 の低い静電容量の組み合わせにより、C5L4 回路に対するパワーアンプの影響が最小限に抑えられます。 VT9 コレクタ回路には、中間レンジに構成された回路が含まれています。 VT8 電界効果トランジスタの中間段はクラス B モードで動作し、出力段はクラス C モードで動作します。

C25L13C26 の U 字型ローパスフィルタは、出力信号から高周波高調波を除去し、出力段の出力インピーダンスがアンテナの特性インピーダンスに確実に一致するようにします。電流計 PA1 は出力トランジスタのドレイン電流を測定するために使用され、P 回路の正しい設定を示します。

電信モードは、アンプ A2 を周波数 600 Hz の正弦波信号発生器に置き換えることによって確保されます (図 21)。 CW-SSB の切り替えはスイッチ S1 を使用して行われます。テレグラフスイッチは、ジェネレータプリアンプの VT11 のバイアスを制御し、したがって変調器への低周波信号の供給を制御します。

受信モードでは、送信段に 42 V 電源が供給されず、パワーアンプとマイクアンプがオフになります。このとき、受信経路の各段には１２Ｖの電圧が供給される。

アンテナからの信号は結合コイル L1 を通って入力回路 L2C3 に入ります。ループインピーダンスをアンテナインピーダンスに一致させます。トランジスタＶＴ１はＡＭＰに使用される。カスケードのゲインは、その 2 番目のゲート (抵抗 R1 と R2 の分圧器) のバイアス電圧によって決まります。カスケードの負荷は回路L4C5であり、RFカスケードとこの回路との接続は通信コイルL3を介して行われます。結合コイル L5 から、信号はダイオード VD1 ～ VD8 を使用するダイオード復調器に供給されます。

コイルＬ８、Ｌ９およびＬ１０およびＬ１１上の移相器は、周波数帯域３００〜３０００Ｈｚの信号３４を強調し、この信号はコンデンサＣ１５を介してオペアンプＡ１の入力に供給される。このマイクロ回路のゲインは、受信モードでのトランシーバーの基本感度を決定します。次に、トランジスタＶＴ２〜ＶＴ４上の増幅器３４があり、その出力から信号３４が小型スピーカＢ１に送信される。受信音量は可変抵抗器R15で調整します。「受信 - 送信」モードを切り替える際の大きなクリック音を排除するために、受信中と送信中の両方でトランジスタ VT2 ～ VT4 上の UMZCH に電力が供給されます。

トランシーバー部品のほとんどは 3 つのプリント基板に取り付けられており、そのスケッチを図に示します。 22-24、最初のボードには、入力 RF 受信パス (トランジスタ VT1 上) の一部、位相シフト回路を備えたミキサー変調器の一部、および局部発振器の一部があります。 2 番目のボードには、マイクロ回路 A1 および A2 とトランジスタ VT2 ～ VT4 の低周波段が含まれています。 3枚目の基板には送信経路のパワーアンプが内蔵されています。

ミキサー変調器、RF アンプ、GPA を備えたボードはシールドされています。「受信 - 送信」モードはペダルによって切り替えられ、42 V 電圧のオンとオフを切り替え、2 つの電磁リレーを制御します。そのうちの 1 つはアンテナを切り替え、もう 1 つは受信経路に 12 V 電圧を供給します。リレー巻線には 42 V の電圧が供給され、非通電状態ではリレー接点が受信モードに切り替わります。

トランシーバーに電力を供給するには、基本的な定置電源が使用され、そこから最大 200 mA の電流で 12 V の一定の安定化電圧と、最大 1 A の電流で 42 V の一定の非安定化電圧が供給されます。

送受信コイルの巻線データ表4

トランシーバーは、図に示されている電力に対して固定 MLT 抵抗を使用します。調整した抵抗はSPZ-4aです。ループコンデンサは必然的にセラミック、同調コンデンサはKPK-Mです。電解コンデンサ - タイプ K50-35 または同様の輸入品。局部発振器と出力回路の可変コンデンサは空気誘電体を使用しています。

URCH、ミキサー、送信機の輪郭コイルを巻くには、同調コア SCR-1 を備えた直径 9 mm のセラミックフレームが使用されます (古い真空管 TV の UPCH 経路からのプラスチックフレームも可能ですが、熱安定性が非常に優れています)。セラミックのものよりも劣ります）。低周波ミキサー変調器コイル L8 および L9 は、100NN 以上の高周波フェライト (100HF、50HF) で作られたリングコア K16x8x6 に巻かれています。コイル L10 と L11 は 2000NM1 フェライト製の OB-ZO フレームに巻かれています。半導体オープンリールテープレコーダーの消去および磁化発生器のコイルは、このようなコアに巻かれていました。トランシーバコイルの巻線データを表に示します。 4.

KPZZG トランジスタは、任意の文字インデックスを備えた KPZOZ または KP302 に置き換えることができます。 KP350A トランジスタは、KP350B、KP350V、または KP306 に置き換えることができます。トランジスタ KP325 - KT3102 上。パワー電界効果トランジスタ KP901 および KP902 には、任意の文字インデックスを付けることができます。適切な構造のシリコンおよびゲルマニウム (それぞれ) トランジスタが UMZCH に適しています。ダイオード KD503 は KD514 に、ダイオード D9 は D18 に置き換えることができます。

文献: A.P. 家庭持ちの男性。アマチュア無線のための 500 のスキーム (無線局とトランシーバー) サンクトペテルブルク: 科学と技術、2006 年。 - 272 ページ: 病気。

ダイレクトコンバージョントランシーバー (DCT) は、かなり優れたパラメータを備えた設計のシンプルさが特徴であり、長い間アマチュア無線家の注目を集めてきました。これは、ダイレクトコンバージョンテクノロジの有名な設計者で普及者である V.T. 氏による記事や書籍によって大いに促進されました。特にポリアコフ RA3AAE は、全世代のアマチュア無線家にとって参考書および教科書となっています。

以前、Radio 誌は、LC 低周波移相器 (LFPS) に基づいた伝統的な、今では古典的な回路を使用して構築された、ミラー側波帯の位相抑制を備えたシングルバンド TPP の成功した設計をすでにいくつか掲載していました。このようなソリューションの主な欠点としては、シングルバンド、ミラー側波帯の抑制が低い（今日の基準では）こと、多巻きコイルの巻線と低周波波形の調整に労力がかかること、磁気干渉を受けやすいことが挙げられ、これには一定の困難が伴いました。アマチュア無線家、特に初心者が設計を繰り返す場合。私が特に注目したいのは、160m の TPP です。この TPP では、著者は、特定の妥協を犠牲にして、労働集約的な要素を取り除き、簡単に再現可能な設計を作成することに成功しました。これは、何百人もの初心者のアマチュア無線家の導入に大きく貢献しました。 HF でのアマチュア無線通信。

新しい高速デジタルマイクロ回路と高品質の低ノイズオペアンプが広く利用可能になったおかげで、デジタルスイッチをミキサーとして使用し、優れた特性を備えた片面TPPの構築への新しいアプローチを実装することが可能になりました。回路の残りの部分のオペアンプ上の機能ユニットの回路を開発しました。

ここで提供されている TPP のメインボードのバージョンは、片面 TPP の構築におけるこのアプローチの論理的な継続および実装であり、詳細はで説明されています。著者は、自宅で簡単に再現でき、複雑な調整や調整作業や一連の測定器を必要としない、最新の要素ベースに基づいた設計を作成するという課題を自分自身に課しました。できれば静電容量測定機能を備えた通常のデジタルマルチメーターで十分です。。繰り返しを成功させるには、正確さと忍耐力だけが必要です。必要な定格の保守可能な部品が使用され、取り付けにエラーがない場合、TPP のメインボードはすぐに起動し、少なくとも記載されているパラメータよりも悪くない非常に高いパラメータを提供します。

受信パスの基本パラメータ

動作周波数範囲、MHz - 1.8、3.5、7、14
受信パスの帯域幅 (レベル - 6 dB)、Hz - 400-2500
ミキサー入力からの受信パスの感度 (帯域幅 2.1 kHz、S/N 比 - 10 dB)、μV、悪くない - 0.3*
最大合計ゲイン - 250,000
最大 Kus および TPP の入力に接続された 50 オームの抵抗での ULF 出力での自己ノイズ電圧は、mV - 25 以下
通過帯域における入力信号の許容範囲、dB、-100以上
30% AM および 50 kHz 離調での相互変調 (DD2) のダイナミックレンジ (dB 以上)
- 160mの範囲で – 116*
- 80m～110mの範囲*
- 40mの範囲で – 106*
- 20mの範囲で – 106*
隣接チャネルの選択度 (-5.5 kHz + 3.0 kHz のキャリア周波数からの離調あり)、dB – 80 以上
鏡面側波帯の抑制、それ以上、dB
- 160mの範囲で – 54*
- 80mの範囲で – 52*
- 40mの範囲で – 46*
- 20mの範囲で – 48*
エンドツーエンド周波数応答の角型係数
- (レベル-6、-40dBの場合) — 1.4
- (レベル-6、-60dBの場合) — 3.2
- (レベル-6、-80dBの場合) — 4
出力電圧が12dB変化した場合のAGC調整範囲 dB～72（4000回）
RRU 範囲、それ以上、dB - 84 (16,000 回)
8Ω負荷時のLFパスの出力電力、W 0.5以下
外部安定化電源からの消費電流 13.8V以下、A - 0.3

伝送路の基本パラメータ

CWモードでの出力電圧(50Ω負荷時)、Veff - 0.7以上
信号搬送周波数の抑制、dB - 50 以下*

* 表示されている数値は測定に使用される機器の能力によって制限されており、実際にはこれより大きくなる場合があります。

受信パスの広いダイナミックレンジと AGC の効率的な動作を得るために、調整されていないカスケードのゲイン係数のカスケード分布が最適化され、通過帯域内の入力信号の許容レベルが拡大されました。
高い選択性を得るために、メインのアクティブバンドパスフィルターに加えて、実際には各アンプステージで、対応する値の選択によって通過帯域が300〜3000 Hzのレベルに制限される場合、順次選択の原理が使用されます。段間絶縁コンデンサおよび OOS 回路内。
ミラー側波帯を抑制するには、4 相信号システムでのマルチリンク LF 移相器の使用に基づいて詳細に説明されている方法が使用されます。これにより、素子数が増加したにもかかわらず、比較的簡単な手段でそれが可能になります。、パラメータの良好な抑制と高い温度および時間安定性が得られます。 4 相信号システムを取得するには、デジタル移相器が使用されます。これにより、マルチバンド設計の作成が大幅に簡素化されます。
差動信号増幅がすべての重要なコンポーネント（構造寸法が大きく、信号レベルが低いため）（ミキサー検出器、予備ULF、低周波移相器 - ポリフューザー）で使用されているという事実により、設計は優れたノイズ耐性を備えています。電気ネットワークからの干渉。
トランシーバー部品の総数を減らし、それに応じてメインボードのサイズを減らすために、TPP のブロック図は、最も複雑でかさばるユニット (8 リンク LF PV とメイン FSS) が受信と信号送信の両方に使用されます。
トランシーバーのすべての動作モードの電子切り替えが使用されます。
この設計はシングルボードであるため、部品やアセンブリの取り付け時にエラーが発生する可能性が排除され、最適なレイアウトと主要な機能ユニットの全体的および相互シールドが確実に確保されると著者は考えています。片面にプリント導体が配置されたプリント回路基板 (反対側は共通のワイヤスクリーンとして機能) を使用すると、いわゆる「レーザーアイロン」技術を使用して家庭で高品質の基板を製造できます。。

TPP の考えられる機能図を図 1 に示します。それは構造的に完全な 5 つのユニットで構成されています。ノード A1 は、4 バンドの切り替え可能なリレー、ローパスフィルター、広帯域パワーアンプで構成されており、アマチュア無線の文献などで繰り返し説明されている既知の設計として使用できます。ノード A3 には 2 リンクの減衰器が含まれています (最初のリンクの減衰は -10 dB、2 番目のリンクは -20 dB であり、適切なスイッチングにより、0、-10 dB、-20 dB の 4 つの減衰値を取得できます) 、-30 dB であり、これにより、受信パス TPP のダイナミックレンジと入力アンテナ信号の実際のレベルが最適に一致します）。これは、フルサイズのアンテナを使用する場合に便利です。また、4 バンドのバンドパスフィルターは、次のいずれかとして使用できます。 50 オームの 3 回路 PDF の既知の設計は、アマチュア無線の文献でも繰り返し説明されています。ノード A4 は、周波数 56 ～ 64 MHz の単一の切り替え不可能な発生器に基づく局部発振器であり、制御ユニットを使用して機械的に調整するか、多巻抵抗器を使用して電子周波数調整を行うことができ、可変分周器を備えた制御された分周器を備えています。 1、2、4、8の比率。 DAC とデジタル周波数読み出しを使用して必要な安定性は、ウクライナとロシアの多くの地域で購入できる既製のデジタルスケール「Makeevskaya」に基づいて作成されたノード A2 によって確保されますが、ここでは説明しません。自己生産のオプションとしては、実績のある A の開発をお勧めします。

受信モードと送信モードにおける信号の主な処理（変換、ミラー側波帯の抑制、およびフィルタリング）は、TPP のメインボードであるノード A5 によって実行されます。

受信モードでは、PDF 出力からの信号はミキサー/検出器 U3 に送信され、平均スイッチング時間 3 ～ 4nS の高速デュアル 4 チャネルスイッチ FST3253 の半分が使用されます。このスイッチの後半は、送信用に動作するときにミキサー変調器 U2 として使用されます。

4 チャンネルスイッチ FST3253 をミキサーとして使用することで、位相シフタの機能の一部がスイッチの内部制御ロジックによって実行され、そのアドレス入力がカウンタからの制御信号を受信するため、回路を簡素化することができました。４（ノードＵ４）。動作側波帯の切り替えは、USB/ULB 信号が制御回路から供給されると、カウンタからスイッチに入力される制御パルスの順序を変更することによって発生します。この場合、局部発振器の周波数は動作周波数の 4 倍にする必要があります。その結果、信号の 4 相システムがミキサーの出力で形成され、単段ローパスフィルター Z3...Z6 による予備フィルタリングと差動アンプ A3 および A4 による前置増幅の後、電子スイッチ SA3.2...SA3.5 の閉じた接点は、ローパス移相器 U6 に入ります。差動増幅器 A5、A6 は後者の出力に接続され、移相器での信号の減衰を補償します。次に、ゼロ位相シフトを受けた有効側波帯信号が加算器 A10 で加算され、180°位相シフトを受けたミラー側波帯信号が減算されて抑制されます。メインのアクティブバンドパスフィルタは、電子スイッチSA3.6の閉接点を介して加算器の出力に接続されます。SA3.6は、3次ローパスフィルタとFSS Z7を直列接続した正規化アンプです。 6次ローパスフィルタと差動出力A7を備えたバッファアンプ。

電子スイッチSA3.1の閉接点を介してフィルタリングされた有効信号は、電圧制御増幅器A6と最終ULF A5で構成されるULFに供給され、その出力にはラウドスピーカーBA1、AGC検出器U5が接続されます。そしてゲインとボリュームのコントロール。 TPP は、ペダルを踏むか、キーを押すと送信モードに入ります。

最初のケースでは、+TX 信号が制御回路 U7 で生成され、電子スイッチ SA3 の接点を反対の位置に切り替え、ミキサー検出器 U3 をオフにし、ミキサー変調器 U2 をアクティブにします。マイクパスがオンになります。送信機のエネルギー効率を 8 ～ 9 dB (電力で 6 ～ 8 倍) 高めるために、アンプリミッター A12、シングルリンク位相シフタ U9 とクリーンアップリミッタ U8。次に、生成された信号は、電子スイッチ SA4 と SA3.6 の閉接点を通って、3 次ローパスフィルターで構成される直列接続された正規化アンプ A8、FSS Z7 であるメインアクティブバンドパスフィルターに入ります。 6次ローパスフィルタと差動出力A7を備えたバッファアンプです。電子スイッチ SA3.2 ... SA3.2 の閉接点を介して、FSS の直接および逆出力からの高調波残留物がフィルタリングされた有用な信号が、低周波移相器 U6 の入力に供給されます。これは、後者の出力から生じる変調直交信号の正しい位相調整に必要です。これらの信号は、移相器での信号の減衰を補償する差動増幅器 A5、A6 を通過し、直交ミキサー変調器 U2 に供給され、その出力でゼロを受信した有用な側波帯の信号が出力されます。位相シフトと 180° の位相シフトを受けたミラー側波帯が差し引かれ、抑制されます。

2 番目のケースでは、キーを押すと、制御回路 U7 で「+TX」に加えて、さらに 2 つの信号が生成されます。「+MIC オフ」は、マイク経路をオフにし、電信信号発生器 G2 を接続します。電子スイッチSA4の接点を切り替えることと、信号「+KEY」により、このジェネレータのキーイングを直接制御します。電子スイッチ SA4 および SA3.6 の常閉接点を通過するトーン電信信号は、メインのアクティブバンドパスフィルターに入り、マイクロホンのパスと同じパスを通過します。

TPPのメインチャネルであるノードA5の概略図を図に示します。 2. ご覧のとおり、いくつかのコンポーネントはすでに知られており、詳細に説明されており、その動作のいくつかの特徴と部品の要件もそこに示されています。したがって、ここではそれらについて詳しく説明しません。

初期位置では、接点 X13、X15 が共通ワイヤに接続されておらず、パスは受信モードで動作します。 +TX 信号のローレベルは DD2 のピン 1 に送られ、ミキサー検出器の動作を許可します。一方、ハイレベルはインバータ DD1.1 74AC86 を介して DD2 のピン 15 に送られ、ミキサー検出器の動作を禁止します。モジュレーター。送信モードに切り替えると、ハイレベルの +TX 信号 (約 +8.0 ～ 8.5 V) が、電圧レベルと一致する抵抗 R2R3 の分圧器を介して DD2 のピン 1 に供給され、ミキサーの動作が禁止されます。 1 のローレベルが DD2 のピン 15 に送られ、ミキサー変調器が動作できるようになります。

したがって、受信モードでは、C4R7 回路を介した PDF 出力からの信号は、4 チャンネルスイッチ FST3253 の下半分にある 4 相 (直交) ミキサー DD2 に供給されます (SVT3253 と SVT3253 を使用することも可能です)。名前がわずかに変更された別のメーカーによって製造された他の類似品)。パフォーマンスを向上させるために、スイッチは VR1 スタビライザーからの +6 V の増加電圧によって電力を供給されます。抵抗 R7 はバランスを改善し、開いたスイッチの抵抗を均等化します (通常、技術的なばらつきは ±10% で約 4 オーム)。分圧器 R1R11 からの +3V に等しいバイアス電圧は、抵抗 R10 を介してスイッチの入力に供給され、特性の最も線形な部分でのミキサーの動作が保証されます。スイッチへの制御信号 (ヘテロダイン) は、DD3 74AC74 マイクロ回路の D フリップフロップで作成される 4 による同期カウンタ分周器から来ます。それらは 90 度の位相シフトを持つ蛇行形状をしています。これらは最終的にスイッチ自体の内部制御回路によって形成され、4 つのキーが 1 つずつ開かれます。明確にするために、図で。図２では、ＤＤ１マイクロ回路の対応するピンの反対側に、出力信号の位相が示されている。同期カウンタのフィードバック回路に含まれる要素 DD1.2、DD1.3 は、スイッチへの制御パルスの到着順序を制御し、動作側波帯を選択することを目的としています。初期位置ではこれが上にあり、接点 X3 がコモン線に接続されている場合は下に割り当てられます。

負荷コンデンサ (C21C28、C22C29 など) は直交検波器の 4 つのチャネルのそれぞれの出力に接続され、検波器の帯域幅を約 3000 Hz に制限します。

前述の記事ですでに述べたように、最新の高速スイッチ (74NS405x、FST3253) に基づいて作成されたミキサーのダイナミックレンジは、ミキサーによってではなく、上からの予備的な ULF によって制限されます。その中でAM干渉があり、そのノイズによって下から干渉されます。ミキサーの後に追加のローパスフィルターを取り付けることで、DD2 をさらに 10 ～ 20 dB 改善できます。このアイデアは、商工会議所でカットオフ周波数が約 6 kHz の単段ローパスフィルター (R30C34、R31C35 など) を設置することで実装されています。この回路設計では、入力での予備的な ULF 抵抗フィルターの使用は、感度の目立った低下にはつながりませんでしたが (少なくとも私はこれを機器で検出できませんでした)、全体的な改善に最もプラスの効果をもたらしました。あなたが好きなように、本当の選択性。

これにより、帯域外干渉が良好に抑制される一方で、有用な信号に顕著な追加の位相シフトが導入されるため、4 つのチャネルすべてで対応する抵抗とコンデンサは熱的に安定して選択される必要があります。静電容量については、0.2% 以下の精度で測定されます (ここでは、4 つのチャネルの要素間での選択の精度がさらに暗示されます。絶対値には最大 5% のばらつきが生じる可能性があります)。

差動測定増幅回路に従って接続されたオペアンプ DA3、DA4 NE5532 は、信号の対称性を改善し、コモンモード干渉 (AM 検出製品、主電源周波数との干渉など) を Kus = 19 倍に比例して抑制します。著者の意見では、このような予備増幅は、通過帯域内の入力信号の許容範囲を損なうことなく、高感度を確保し、受信モードでの低周波移相器の損失を補償するために最適です。フィードバック回路 R45、R46、R49 ～ R52 の抵抗は、0.5% 以下の精度で選択する必要があります。

低周波フィルターは受信と送信の両方に使用されるため、その入力の切り替えには電子スイッチ DD4,DD5 HCF4066 が使用されます (CD4000 シリーズまたは国内の 1561KT3 の同様のもので置き換えることができます)。 DD4 スイッチの電子キーを介した差動プリアンプの出力は、受信モードでは開きます (この場合、+TX 制御信号はローで、電子キー DD5 は閉じています)。4 相 8 バーに接続されます。要素 R69 ～ R126 および C57 ～ C109 の低周波 RC 移相器。送信モードに切り替えると、+TX 信号の高レベル (約 +8 ～ 8.5 V) が DD5 スイッチの電子スイッチを開き、LF PV 入力を FSS の逆相出力 (ピン 7 DA5) に接続します。 .1およびDA2.2）。この場合、+TX 制御信号を低レベル (約 +0 ～ 0.5 V) に反転するトランジスタ VT1 がスイッチ DD4 の電子スイッチを閉じ、それによってプリアンプを低周波フィルタから切り離します。、伝送路から。

このLF PVは、要素数が増えたにもかかわらず、デザインはシンプルです。個々のチェーンの位相と振幅の不均衡を相互に補償することにより、高品質を維持しながら、±5% の許容差でエレメントを使用することが可能です (もちろん、4 つのエレメントの選択精度は 0.5% 以下でなければなりません)。位相シフトの精度。素子の選択を容易にするために、同一のコンデンサ上の低周波 PV のオプションが選択されました。このオプションは、使用されているオプションと比較して、減衰がわずかに大きくなりますが、これは前段のゲインを増やすことで簡単に補正できます。静電容量自体の値は異なる場合があります - 最適な値は 10 ～ 33 nF の範囲内です - 静電容量が大きいとプレ ULF が過負荷になる可能性があり、静電容量が小さいと LF PV 回路が高くなり-インピーダンスが増加し、干渉や干渉の危険性が増加します。選択した LF PV 容量に応じて可能な抵抗値のオプションを表 1 に示します。

	R66-69	R75-78	R82-86	R91-94	R99-102	R108-111	R115-118	R123-126
10nF	4.7k	6.8k	10k	13k	20k	27k	43k	56k
15nF	3.3k	4.3k	6.2k	9.1k	13k	20k	30k	39k
22nF	2.2k	3k	4.3k	6.2k	9.1k	13k	20k	27k
33nF	1.5k	2k	3k	3.9k	6.2k	9.1k	13k	20k

表1。

低周波波形の出力から、信号は差動測定増幅回路に従って接続されたオペアンプ DA7、DA8 に供給されます。これにより、信号の対称性がさらに改善され、コモンモード干渉が抑制されます (AM 検波製品) 、主電源周波数への干渉など）Kus = 7 倍に比例します。著者の意見では、このような増幅は、送信モードでの低周波波形の損失を補償するには十分です。フィードバック回路 R130 ～ R135 の抵抗も、0.5% 以下の精度で選択する必要があります。送信モードでは、この差動段の出力は低抵抗負荷である変調器に接続されるため（受信中はオフになります）、オペアンプDA7、DA8の出力は相補トランジスタのペアVT8VT9、VT10VT11によって電力供給されます。、など。 (KT315、361 または KS547、557 など、保守可能なものであれば何でも構いません)。高品質の中出力オペアンプを使用するのがより最適ですが、私たちの地域では入手できず、経験が示すように、使用したソリューションは効率的かつ確実に動作します。

次に、4 相信号が DA9.1 オペアンプの古典的な加算器の入力に供給され、そこで生じる位相シフトのおかげで、下側波帯の信号が加算されて増幅され、上側波帯の信号が加算され増幅されます。側波帯は差し引かれて抑制されます。受動バンドパスフィルター R160C127R161C128 を通した加算器の出力からの信号は、電子スイッチ DD6 HCF4066 (CD4000 シリーズまたは国内の 1561KT3 の同様のものと置き換えることができます) の最初のキー (ピン 1 ～ 2) に供給されます。 2 番目のキー (ピン 8 ～ 9) によって制御され、制御インバーター信号 +TX によってオンになります。受信モードでは、+TX 信号はローレベルなので、最初のスイッチが開き、有用な信号が正規化アンプ DA6.2 の入力に自由に入力されます。このカスケードの主なタスクは、TPP の受信パスと送信パスの両方で最適な信号レベルを確保することです。受信モードでは、Kus = R122 / (R161 + R160) = 1.3 が小さく選択されます。これは、通過帯域内で許容される信号レベルの最大範囲を確保するために必要です。コンデンサ C105 は、このステージの帯域幅を約 3 kHz に制限します。送信モードに切り替えると、+TX 信号の高レベル (約 +8...8.5V) が DD6 スイッチの最初のキーを閉じ、3 番目の電子キー (ピン 3 ～ 4) を開き、それによって加算器が切断されます。正規化アンプからの出力と並列接続されたマイクと電信出力の接続。マイクパスがアクティブな場合 (これは制御信号 MICoff および +KEY によって決定されますが、これについては以下の対応するノードの説明で詳しく説明します)、正規化アンプのゲイン Kus = R122/R140、電信パスの場合は Kus = R122/R129。これにより、セットアップ時にトリミング抵抗 R129、R140 を使用して、マイクと電信パスに対して変調信号の最適なレベルを個別に設定できます。

さらに、受信モードでは、信号は、直列に接続された 3 つの 3 次リンク上で作成されたアクティブな主信号周波数フィルター (FSF) によって受信されます。DA5 の 350 Hz のカットオフ周波数を持つ 1 つのハイパスフィルターです。オペアンプ DA6.1 および DA5.1 には、カットオフ周波数 2900 Hz の 2 つのオペアンプと 2 つのローパスフィルターが搭載されています。

絶縁を改善し、電源回路の干渉を減らすために、差動アンプ DA3、DA4、DA7、DA8 のステージと、パスの残りの小信号部分 (加算器、FSS、MSO など) には別個の電源が供給されます。一体型スタビライザー VR2、VR3。電源分圧器 R72R73、R86R119、R96R153 は、ユニポーラ電源で対応するノードのオペアンプ用のバイアス電圧を生成します。

FSS 出力からのフィルタリングされた信号は、R53C48 分離回路 (カットオフ周波数が約 300 Hz のシングルレベルハイパスフィルタ) を介して、DA2.1 オペアンプの調整可能な増幅段の入力に供給されます。そのゲインは、OOS 回路内で並列に接続された抵抗 R29 の合計抵抗と、電界効果トランジスタ VT3 KP307G (KP302、KP303、KP307 シリーズの任意のトランジスタ、カット付き) のチャネル抵抗の比によって決まります。可能な最大の初期ドレイン電流で 3.5 V を超えないオフ電圧が、ここでは抵抗 R53 の抵抗に適しています。 VT3 ゲートのバイアス電圧が 0 から +4.5 V に変化すると、Kus は 40 から 0.002、つまり +32 から – 54 dB に変化し、全体のゲインの効果的な自動 (AGC) および手動 (RRU) 制御が実現します。受信機。図 3 は、TPP の著者のコピーの DFT の入力電圧に対する ULF の出力電圧の依存性を示すグラフであり、AGC の動作を示しています。回路 R27R34С33 は、信号電圧の半分をトランジスタ VT3 のゲートに供給します。これにより、制御特性の直線性が向上します。その結果、入力信号が 2 Veff (メインバンドパスフィルターの出力で可能な最大信号) の場合でも、制御特性が改善されます。、非線形歪みのレベルは 0.1% を超えません。

トランジスタ VT3 のドレイン端子とソース端子と並列に、KP307G トランジスタの電子スイッチ VT2 が接続されています (可能な置き換えは VT3 と同じです)。送信モードに切り替えると、ハイレベル +TX 信号 (約 +8.0 ～ 8.5 V) が抵抗 R28R37 の分圧器を通過し、VT2 ゲートの電圧レベルが +4.3 ～ 4.5 V に低下します。それが全開につながります。オープントランジスタ VT2 の低いチャネル抵抗 (約 50 ～ 80 オーム) は、OOS 回路の抵抗器 R29 を強力に分路し、これにより ULF Kus が約 16 ～ 20,000 減少します。小さな残留 ULF 透過係数 (Kus) = 0.1-0.15 倍) マイクを使用する場合は実質的に干渉せず、電信を使用する場合は静かだが明確な自己制御信号を取得できます。 D6R38C38 回路は、送信に切り替えるときに VT2 キーを高速 (ミリ秒の何分の 1) で開き、受信に切り替えるときに VT2 キーをゆっくり (約 50 ミリ秒、時定数 R38C38 によって決定されます) 閉じることを保証します。動作モードの切り替え。

オペアンプ DA2.1 の出力からの信号は、シングルリンクローパスフィルタ R23C16 を介して、Kus = 80 の最終ローパスフィルタ DA1 LM386N の入力に供給され、さらに出力 DA1 から LM386N の出力に供給されます。ボードはボリュームコントロールに接続され、チェーン R16R17С14 を介して AGC 検出器に接続され、ダイオード VD1 ～ VD5 KD522 (任意のシリコン KD510、KD521、1N4148 などを使用できます) で作られ、2 つの制御回路があります - コンデンサ C26 を備えた慣性回路もう 1 つはコンデンサ C19 を備えた高速動作型で、これによりパルス状ノイズの条件下での AGC の動作を改善できます。 AGC 検出素子の共通接続点は、電界効果トランジスタの初期バイアス電圧を生成する分圧器 R19R20R36.0R2 に接続されています。トリミング抵抗 R19 を使用して、トランジスタの特定のインスタンスに最適に設定され、必要に応じて受信機の全体的なゲインが調整されます。抵抗 0R2 (ノード A5 の外側にあります) は、空気を聞くときに全体のゲインをすばやく調整します。実際、この調整はスーパーヘテロダインの RF または IF ゲインを変更することと同等です。

シリアル位相リミッター (SLP) を備えたマイクアンプは、エレクトレットマイク用に設計された DA10 NE5532 オペアンプを使用して作られています。 +9 V 電源はチェーン R165、C133、R166 を通じて供給されます。抵抗 R165 は電流 (この場合、約 0.75 mA、多くのタイプのコンピュータヘッドセットに適しており、必要に応じて調整できます)、およびそれに応じてマイクの動作モードを決定します。コンデンサ C74、C129 は、RF 干渉から保護するために使用されます。マイクからの信号は、カットオフ周波数が約 5.5 kHz のパッシブハイパスフィルター C134、R163、R156 を介してアンプリミッターの入力 (DA10.1 のピン 3) に供給されます。スペクトルの高周波成分が約 6 dB/オクターブ減少し、生成された信号の品質と明瞭度が大幅に向上します。このようなパッシブ補正回路を使用すると、マイク信号が弱まります（周波数 1 kHz で約 14 dB）が、エレクトレットマイクが出力で高レベルの信号を生成するという事実を考慮すると、（平均して） -5 ～ 15 mV、大音量モード「A」で最大 50 ～ 70 mV の振幅により、信号品質を損なうことなく回路を大幅に簡素化できます。アンプリミッター DA10.1 のゲインは抵抗 R152、R162 の比によって決まり、この場合は約 1000 に等しくなります。これは、補正回路による 5 倍の減衰を考慮すると (14 dB で約 14 dB)、周波数 1 kHz (計算中) では、全体のゲイン = 200 が得られます。ダイオード D19、20 (任意のシリコン KD522、KD521、1N4148 などを使用できます) の制限しきい値は約 600 mV であるため、マイク信号の制限の始まりは約 3 mV です。特定のマイクを使用したテスト中に、このゲインが過剰であると思われる場合は、抵抗 R162 を比例的に増加させることで簡単に修正できます。このMOUをテストした後、私はそのような増幅が最適であるという結論に達しました。追加の調整を行わずに、さまざまなタイプのマイクを使用できるようになります。必要に応じて、クリッピングレベルを 0 ～ 30 dB の範囲で操作調整することができます。そのためには、R162 と直列に 1 ～ 2.2 kOhm の可変抵抗器を接続する必要があります。できれば対数特性を備え、それを表示できます。フロントパネル。

MSO の入力回路の設計により、必要に応じて、周波数応答のかなり大規模かつ柔軟な補正を簡単に実行し、特性に応じて生成されたサウンドの品質を最適化するときに必要となるプリエンファシスを変更することができます。特定のマイクの音質とオペレーターの声の音色。たとえば、低く鈍い声の場合、R162 = 6.8 オームおよび C132 = 22 µF を選択すると、約 1000 Hz から音の周波数がさらに増加します。また、同時に C129 = 47 nF のコンデンサを取り付けると、R163 = 1 kOhm とともに、カットオフ周波数が約 3 kHz のローパスフィルタが形成されます。結果として生じる入力回路の周波数応答は、約 2.5 ～ 2.7 kHz の周波数にピークを持つ顕著な共振形状を受け取り、信号の明瞭度にプラスの効果をもたらします。
信号はほぼ長方形に制限され、DA10.2 オペアンプで作られたシングルリンク移相器に供給されます。移相回路 R145、C115 の固有周波数は約 400Hz となるように選択されています。実験で示されているように、これは通常推奨される 500 ～ 600Hz よりわずかに良い結果をもたらします。同時に、位相法は 500 ～ 1000 Hz の周波数範囲で限定された信号の高調波を効果的に抑制し、1000 Hz 以上ではメイン FSS の高調波も同様に効果的に抑制します。移相器が適切に動作するには、抵抗器 R142、R144 は同じ値 (できれば +-1% 以下) でなければなりませんが、値自体は重要ではなく、3.3 ～ 100 kOhm の範囲にすることができます。限られた低周波信号が移相器を通過すると、高調波は約 70 ～ 100 度の位相シフトを受けます。基本周波数に対して。この場合、方形信号の形状は大きく歪み、以前は急峻な前部を形成していた高調波が、基本周波数の正弦波電圧のピーク近くでサージを形成します。これらの放射は、ダイオード D17、D18 で行われる 2 番目のリミッターによってカットされます。ここで、私自身が最初のテスト中につまずいた非常に重要な点、つまり効率、あるいはご希望のとおり、このような MOU の作業の質は、2 つ (場合によってはそれ以上) の連続するリミッターで構成され、最初のリミッターの制限の程度 (厳格さ) と、最初と 2 番目のリミッターの制限レベルの組み合わせに大きく依存します。。さらに、信号を制限すればするほど、高調波の位相抑制の効果が顕著になります。これは、図に示した実験結果によってよく確認されています。 4 – 30 ～ 40 dB に制限した場合、500 ～ 900 Hz の周波数での非線形歪みのレベルは実質的に同じで、8.5% を超えません。 2 番目のリミッターのレベルが最初のリミッターのレベルの 0.5 ～ 0.7 に等しい場合に最良の結果が得られるため、2 番目のリミッターには KD514 ダイオードを使用しました。 KD522、1N4148 に置き換えることはまったく問題ありません。測定によると、非線形歪みがわずかに増加し、約 11 ～ 12% になっていますが、信号はかなりまともに聞こえます。

VT16 KP307G トランジスタ上の電子スイッチ (可能な置換は VT2、VT3 と同じ)、DA10.2 オペアンプの OOS 回路と DD6 スイッチの 4 番目の要素 (ピン 10 ～ 11) を分路し、MOU を接続します。共通線への出力は、高レベル制御信号 (電圧約 +8.0 ～ 8.5 V) +MICoff が使用される受信または電信動作モードでマイクパスを切断するのに役立ちます。この 2 段階、つまり 2 つのキーの制御により、マイクの信頼性の高いミュートが保証され、受信モードおよび電信モードでのマイクからの干渉の出現が完全に排除されます。

電信信号発生器は、正帰還回路にウィーンブリッジ R98R107C87C95 を備えた回路に従って、DA9.2 オペアンプで作成されています。生成周波数は式 f = 0.159/R98C87 によって決定されます。この場合、周波数はほぼ 1000 Hz に等しく、必要に応じて変更できます。指定された周波数値では、メイン FSS が高調波を効果的に抑制し、TPP の出力で非常にクリアなトーン信号が得られます。生成された発振の振幅の厳密な安定化は、約 0.25 Veff のレベルでバックツーバックダイオード D14、D15 (任意のシリコン KD522、KD521、1N4148 などを使用可能) を使用して実行されます。次に、発生器の信号は、高調波のレベルを低減するシングルリンクローパスフィルターを介して、電子スイッチ VT7 KP307G (可能な代替品は VT2、VT3 と同じです) に送信され、電信信号が直接操作されます。ハイレベルの制御信号がゲート回路に入力されたとき (約 +8.0 ～ 8.8V) +KEY. この信号は抵抗 R114R121 の分圧器を通って到着し、VT7 ゲートの電圧レベルを +4.3...4.5V に下げます。 D16R120R128C110 回路は、+KEY 方形信号からゲート回路で立ち上がり時間約 15 ミリ秒、立ち下がり時間約 20 ミリ秒の台形制御信号を形成するように設計されています。著者の意見では、このような値は、1 分あたり 90 ～ 120 文字の平均送信速度に最適です。より高速で動作したい場合は、47 nF に等しい C110 静電容量を選択することをお勧めします。この場合、生成された電信メッセージの立ち上がりと立ち下がりの継続時間は約 7 ミリ秒と 10 ミリ秒になり、これは国内文献で伝統的に推奨されている値に相当します。電界効果トランジスタの二次電流-電圧特性のおかげで、生成されたパルスのエンベロープの形状は最適なベル型に近くなり、電信送信放射線の狭いスペクトルが提供されます。 PA カスケードは、十分に線形な振幅特性を備えています。非アクティブモード (制御信号 + MICoff または + TX ローレベル) では、マスターオシレータの動作は、D8D9R61 D15 チェーンを流れる電流によってブロックされます。流れる電流によって開くダイオード D15 の小さな微分抵抗は、OOS 回路の抵抗 R106 をバイパスし、発生の可能性を排除します。ジェネレーターの出力 (DA9.2 のピン 1) からの約 +5 V の定電圧が VT7 のソースに供給され、そのゲートでは +KEY 信号レベルが低いため閉じられます。この 2 段階の制御により、電信発生器の信頼性の高いシャットダウンが保証され、受信モードおよびマイクモードでの電信発生器からの干渉の出現が完全に排除されます。

トランシーバーは、DD7 HCF4093 マイクロ回路 (K1561TL1 を使用可能) の 4 つの 2 入力シュミットトリガーで作られた特別な制御回路によってマイクまたは電信送信モードに切り替えられ、必要な制御信号が生成されます。初期状態では、キーまたはペダルが押されるまで受信モードになり、ピン 3.10 DD7 (信号 +KEY.+TX) には低電圧 (約 +0.3...0.8V) があり、ピン 11 DD7 には電圧がかかります。 (信号 + MICoff) 高電圧 (約 +8.0 ～ 8.8V)。

ペダルを踏むか、その他の方法でメインボードの X15 ピンをピン 10、12 DD7 の共通線に近づけると、同時にハイレベルの +TX 制御信号が形成され、トランシーバーが送信モードに切り替わります。 +MICoff 制御信号の低レベルにより、マイクパスの動作が許可され、電信発生器がブロックされます。ペダルを踏んだ状態でキーを押すと（メインボードのピン X13 が共通線に短絡されている）、トランシーバーを送信モードに切り替える +TX 制御信号のハイレベルが残り、ピン 11 に表示されます。 DD7 (信号 +MICoff) 高電圧レベルが表示され、電信発生器の動作が可能になり、マイク経路がブロックされます。同時に、+KEY 制御信号のハイレベルが DD7 のピン 3 で生成され、電信メッセージが形成されます。

ペダルを踏まずにキーを操作すると、電信の合間に放送を聞くことができます（いわゆる「全半二重」モード - QSK）。初めてキーを押すと、DD7 のピン 3 の高レベル電圧が +KEY 制御信号の高レベルを形成し、抵抗 R48 を介してコンデンサ C46 を急速に (1 ミリ秒の何分の一か) 充電します。このコンデンサの高電圧レベルにより、DD7 のピン 4 に低レベル電圧が現れ、論理素子 DD7.3、DD7.4 による高レベル制御信号 +TX および +MICoff の形成が開始されます。キーを放した後のトランシーバーの送信モードでの保持時間は約 0.1 秒で、R44C46 回路の時定数によって決まります。外部デバイスのスイッチング回路 (たとえば、リレースイッチングを備えたランプマインド) がそのような「発射速度」に耐えられない場合、たとえば 1Mohm を選択した場合、抵抗 R44 の値を比例的に増加させることで保持時間を長くすることができます。の場合、保持時間は約 1 秒になります。

トランジスタ VT4、VT5、VT6 では、外部コンポーネント (PDF、PA、ローパスフィルター、減衰器など) を切り替えるために、制御信号 +13.8RX および +13.8TX の主要な増幅器が形成されます。トランジスタ VT5、VT6 の電力によって許容負荷が決まります。 KT814指定品（V＞50のKT816で置き換え可能）では、0.5Aまでの負荷が許容されます。負荷電流が 0.25A を超えない場合は、どの文字インデックスでも KT208、KT209、KT502 を正常に取り付けることができます。

部品の要件、必要な場合の交換品、およびその選択は、ここで検討するメインのトランシーバパスの両方の関連コンポーネントの説明に沿った本文と、受信機の説明の本文に記載されており、これを強くお勧めします。あなたが読んだこと。

TPP 部品のほとんどは、両面フォイルグラスファイバー製のプリント基板 (図 5) 上に配置されています。上面は共通の配線とシールドとして機能します。共通線に接続されていない部品のリード線周囲の穴は、直径 2.5 ～ 3.5 mm のドリルで皿穴加工する必要があります。コモン線に接続されている部品の端子には×印が付いています。 ULF パワー部のコモン線 (ピン 4 DA1) は、コモン線の上側に 1 点のみ (両側にはんだ付けされた接点 X10、X22) で接続されています。電源からのコモン線もここから供給されます。部品の密度が高いため、取り付けは次の順序で行うことをお勧めします。まず、薄い取り付け絶縁線で作られたすべてのジャンパー線を基板に取り付けます。次に、受動素子と能動素子が取り付けられ、リード線が共通のワイヤにはんだ付けされてから、残りのコンポーネントが取り付けられます。

ボードに電源を投入する前に、取り付けを再度注意深く確認してください。すべてがエラーなく完了し、部品が正常に動作すると、メインボードがすぐに起動します。電源電圧を印加した後、受信モード (VFO 信号なし、キーとペダルが開いた状態) での消費電流は 100 mA 近くになり、スピーカーから静かで均一なノイズが聞こえるはずです。 DC カスケードの動作モードを確認すると便利です。すべてのオペアンプの出力には +4.5 V に近い電圧があり、論理要素とスイッチの端子には説明に対応する制御電圧レベルがある必要があります。これらのノードの動作ロジックの説明。

セットアップの最初の段階では、受信パスの AGC しきい値を設定します。これを行うには、抵抗器 0R1 のボリュームのスライダーを図に従って上部の位置に設定し、抵抗器 0R2 のゲインとトリミング抵抗 R19 (図 2 を参照) のスライダーを図に従って左側の位置に設定します。 50 オームの抵抗を受信機の入力に接続します。 VFOを接続します。スピーカーまたは電話は受信機の出力 (ピン X9、X10) に接続されており、必要に応じて、AC 電圧測定モードでオシロスコープまたはアボメーターを接続できます。トリミング抵抗 R19 のスライダーを動かして、ノイズが減少し始める位置を見つけ、その位置から少し反対方向にスライダーを動かします。これが AGC しきい値の最適な設定になります。

伝送路の設定は 2 段階で行うことができます。まず、AC 電圧測定モードのオシロスコープまたはマルチメーターを電解質 (C117、C120、C126、または C131) のいずれかのマイナス端子に接続することによって、キー接点を閉じ、TPP を電信信号送信モードに切り替えます。トリミング抵抗 R129 を使用して、変調信号のレベルを約 1.7 Veff (振幅 2.3 V) に設定すると、自己制御信号がスピーカーからはっきりと聞こえるはずです。マイクを接続してペダルを踏みます。大音量の「A」モードでは、同調抵抗器 R140 を回転させることにより、変調信号のレベルを約 1.1 Veff (振幅約 2.2 V) に設定します。伝送路の事前設定が完了しました。

図では、図 6 は、伝送係数の分布図、受信パスと送信パスの信号のカスケードレベルの図を示しています。これは、TPP の動作原理をよりよく理解し、必要に応じてより慎重に構成するのに役立ちます。。

文学

Polyakov V. 28 MHz のダイレクトコンバージョンレシーバー。 - ラジオ、1973 年、第 7 号、20 ページ。
ポリアコフ V. SSB ダイレクトコンバージョン受信機。 - ラジオ、1974 年、第 10 号、20 ページ。
ポリアコフ V.T. 単側波帯変復調器。 - 無線工学、第 29 巻、1974 年、第 10 号。
Polyakov V. ダイレクトコンバージョンレシーバーミキサー。 - ラジオ、1976 年、第 12 号、18 ページ。
Polyakov V. ダイレクトコンバージョン受信機。 - ラジオ、1977 年、第 11 号、24 ページ。
Polyakov V. 音声信号の位相リミッター。 - ラジオ、1980 年、第 3 号、22 ページ
Polyakov V.、Stepanov B. ヘテロダイン受信機のミキサー。 - ラジオ、1983 年、第 4 号、19-20 ページ
Polyakov V. ダイレクトコンバージョン受信機。 ― M.: ドーサーフ、1981
Polyakov V. ダイレクトコンバージョントランシーバー。 ― M.: ドーサーフ、1984
Polyakov V. ダイレクトコンバージョン技術についてのアマチュア無線家。 ― M.: パトリオット、1990 年。
酔っ払いゆう. ダイレクトコンバージョントランシーバー。 - ラジオ、1979 年、第 7 号、14 ページ
Luts E. 28 MHz のダイレクトコンバージョントランシーバー。 - ラジオ、1988 年、第 1 号、16 ページ
Polyakov V. 160m のダイレクトコンバージョントランシーバー。 - ラジオ、1982 年、第 10 号、49 ～ 50 ページ、第 11 号、50 ～ 53 ページ
Belenetsky S. 広いダイナミックレンジを備えた単側波帯ヘテロダイン受信機 。 - ラジオ、2005 No.10、61-64ページ、No.11、68-71ページ。
アブラモフ V. (UX5PS)、テレジニコフ S. (RV3YF)。短波トランシーバー「Druzhba-M」。 - http://www.cqham.ru/druzba-m.htm。
Denisov A. LCD インジケーターと自動周波数調整を備えたデジタルスケール周波数メーター。 - http://ra3rbe.qrz.ru/scalafc.htm。
Titze U.、Schenk K. 半導体回路。 ― M.: ミール、1982 年。
Horowitz P.、Hill W. The Art of Circuit Design、vol. 1. - M.: ミール、1983 年。

「RADIO」誌 2006 年 9.11 号に掲載された後のトランシーバーの変更点。

変更点はほとんどありません。可能であれば、コンデンサのペア（セラミック C21 + フィルム C28）の代わりに、0.2% 以下の精度で自然に選択された、輸入された MCT、0.1 μF の MCR を各チャネルに配置することをお勧めします（実験で示されたように、精度はこの 4 つのうち、これらを削除すると (3.3 ～ 4.7 nF に下げると)、低周波数範囲の抑制が 60 ～ 63 dB に増加するため、サイドの抑制の品質が直接決まります。しかし、残念なことに、これらは必要です。そうしないと、AM 干渉に対する耐性が低下します)。これにより、7 MHz と 14 MHz の抑制ミラー側をわずかに改善することができました。 AGC 回路もわずかに最適化されており (これはすでに TPP ダイアグラム (図 2) バージョン 11.0 に反映されています)、鋭く大音量の信号によるポップ音がなくなり、柔らかく、知覚できないほど動作し、同時に抑制されます。インパルスノイズはほぼ完全に除去されます。プリント基板への変更は、基板 (現代商工会議所のフォーラムの 23 および 78 ページに掲載されているサイン図面の場合) がすでに準備ができている場合、最小限で済みます。ジャンパ R167 で閉じ、接続を上部脚に転送します。コンデンサ C19 の線路をカッターで調整します。私はもっと簡単にしました-線路を切るのは残念でした-私は印刷された導体の側面に指定された導体をはんだ付けしました。基板がまだ準備されていない場合は、製造中にすでに修正された図面を使用することをお勧めします（これは、プリント基板の図5バージョン8.0にすでに反映されています）。このバージョンでは、LM386 周りのアース配線も少し変更しました。したがって、「グランド」ピン C16 は両側で半田付けする必要があります。
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10.116/10.113mhz対応のダイレクトコンバージョントランシーバー「Priyatel-8」。

簡単な紹介。

私はすぐにダイレクトコンバージョントランシーバー「Priyatel-8」の組み立てを始めましたが、実際のところ、晩秋まで何らかの構造を組み立てる機会はおそらくないでしょう。そして、私の基準によれば、「話」の愛好家にならず、数多くのフォーラムを歩き回るために、年に少なくとも2つの完成した構造物を収集する必要があります。シンプル、非常にシンプルですが、完全な設計の形で、できれば比較的オリジナルの設計に従って完全に動作します。かつて、QRP クラブは対面ミーティングで手作りのコンテストを企画しました。これは有益なイベントでした。

さて、今年ももう5か月が終わります。自由時間がほとんどなかったので、できるだけ早く仕事をしなければなりませんでした。

「Prijatel-8」オンエアをチェック中。
30.05.2010.

建設は数日前に完了しましたが、空中、森や野原、降り続く雨などでのテストは行われていませんでした。私が「窮地に陥っている」ことは明らかですが、何もすることができません。 2010 年 5 月 30 日、午前中からほぼ昼休みまで雨が +9 でした。しかし、お昼ごろになると、悟りが見え始めました！準備にはそれほど時間はかかりません。バッテリー、「Prijatel-8」、電話、キー、アンテナをバッグに入れて出発です。

濡れていますが、少なくともまだ雨は降っていません。そして急いで前に進みます。いいえ、アンテナを設置する予定の高度 109.0 には達していません。そこに着く頃には、また雨が降り始めます。遠くに移動する時間がないときは、高層ビルに移動して、そこで QRP/p を作業します。

アカシアの花が咲きました。

ナナカマドもそれほど遠くなく、咲きました。

高地では強風。

アンテナは作業位置に一時的に吊り下げる必要があります。

私は、同軸ケーブル経由で給電される通常のフルサイズアンテナの支持者です。この場合、10 MHz のダイポールになります。

右肩を木に引っ掛けますが、幸いなことにコードはすでにそこに投げ込まれており、残っているのはコードを絶縁体に引っ掛けるだけです。ダイポールの中央絶縁体を結ぶ中央ポールを地面に浅く掘ります。

ダイポールの右腕が正常に動作するようになり、さらに楽しくなりました。

同様に、左側のポール用の穴を掘ります。

少し左側のアンテナの平面で、地面にペグを打ち込み、その後ろにアンテナの人が固定されます。

男をポールに巻き付けて持ち上げ、土で掘り、コードをペグに結び付けます。

これはすべて非常に早く起こります。

これはダイポールの左腕の写真です。

ダイポールが動作位置にあります。

>今日の経過は非常に残念です。バンド上のステーションは、ビガンを除いてノイズを出しません。 RD9CX。
セルゲイがこの一節は重要ではないと言うなら、それはその通りだ。

しかし、期待しましょう。かなり長い間、私は CQ de UA1CEG/p を 10113 に送信しましたが、沈黙、誰もいませんでした。

10116に切り替えるとQSOあり！そしてなんと素晴らしいことでしょう！

QRPステーション付き！そんな幸運は期待していませんでした。トランシーバーはうまく機能しています。私は明らかに 9A0QRP レポートを過大評価していました。祝うことは当然のことだと思います。

現実に戻ると…風が怪しげな暗雲を漂わせています！すぐに立ち去らなければなりません。私は後悔なくダイポールを解体しています。彼は用意された焚き火台を眺めた。

いや、予定していたのんびりしたお茶会は延期になり、雲が近づいてきて脅威的に大きくなっている。

毎分120歩のペースを上げて家に帰ります。しかし、雲は止まらずにガルボロボを通過したので...数滴落ちましたが、私たちの地域ではこれは雨とみなされません。しかし、推測することはできません。濡れたくないでしょう。そしてトランシーバーテストは完璧に成功しました。

トランシーバーは、放送局の出現なしに、80メートルの長いLWで完全に受信します。これも非常にクールです。

受信機。
シンプルな回路で組み立てられたダイレクトコンバージョン受信機、 単純な回路に従って組み立てられたダイレクトコンバージョン受信機のように動作します。 このクラスのデバイスに対して根拠のない主張をする必要はありません。同時に、適切に調整された単純な PPP は非常に高い特性を持っています。このような最小限の労力と部品コストを考慮すると、このデバイスのパフォーマンス特性は優れています。

特性を劇的に改善することを目的とした複雑さは、まず第一に、人件費、時間、部品のコストを大幅に増加させ、装置の極端な単純さという主な利点を無効にします。改良された SPP を備えた同様のクラスのスーパーヘテロダインは、必要な労力が大幅に軽減され、パフォーマンスが向上します。

単純な PPP で 7 MHz の放送局からの干渉が二重帯域で聞こえる場合、位相復調が適用されると、同じ干渉が 1 つの帯域でのみ受信されます。ただし、干渉が発生するため、位相復調は役に立ちません。もちろん、多くの努力をすれば、少なくとも干渉漏れを減らすことができます。

これは愛好家やオリジナル向けです...個人的には、はるかに少ない労力で、より良い結果が得られるスーパーヘテロダインを組み立てたいと思っています。
作業が始まります:

ソケット: 「電話」、「キー」、コネクタ: 「+12 ボルト」 - 2 個、「Ant TX」、「Ant RX」。クランプ：「本体」。それだけです。

必要な端子、コネクタ等の取り付けを行います。短波オペレーターがこれを実行すれば、それだけです。彼はデバイスを手に入れることができます。この段階のタスクが完了すると、空のトークは終了します。キーボードを叩くだけで、具体的な作業が始まるとすぐに質問が次々と出てきて、それで終わり、質問はありません（おしゃべり！）。

PPP ULF のメインブロック。

これは、実際の設計で、空中での実際の運用中にテストされた、最良の ULF オプションです。 ULFの設定は簡単で、3番目のトランジスタのコレクタの電圧が電源電圧の半分（この場合は6ボルト）に等しくなるようにR3とR4の値を選択する必要があります。

P27、P28、MP39B、MP40、P15 などの有名な回路でも同じ回路を組み立てることができることは明らかだと思います。電源と電解コンデンサの極性を変えるだけで、あとは同じです。

写真は組み立てたULFです。

「完全な回路を公開していない！」と再び非難される危険を冒して、ULFと局部発振器の詳細な写真と詳細な図を考慮すると、このブロック図で十分であると私は信じています。
この説明と多数の写真によると、PPP を組み立てることができない短波オペレーターを想像するのは難しいですが...何が起こるかわかりません。おそらく、私のメッセージは単に彼に向けられたものではないでしょう。私はまだ、アマチュア無線家が超小型回路を入力回路に接続し、超小型回路に電力を供給し、変圧器を接続できることを願っています...

集める人は集まります。

一般的な知恵: 「歩く者は道を極める！」

ハウジングにULFを内蔵し、入力回路を調整するための同調コンデンサを追加しています。

ミキサー235PS1（NE602、NE612など）を組み立てます。ラジオ受信機からのマッチングトランス、または適切な同様のトランスをミキサーに接続します。

作業中の写真 - 局部発振器のセットアップ。この段階では、所有している水晶がどの程度アクティブであるかを確認する必要があり、場合によっては局部発振器の負荷を軽減するためにエミッタフォロワを提供する必要があります。ここではすべてが現実的に、実際的に決定されます。

入力回路。 NE602、NE612 などの対称信号入力を持つ超小型回路の場合、3 ターンのカップリングコイルが単純に巻かれ (数量は実際に指定されます)、対応する入力に接続されます。 アンバランス出力をミキサーのバランス入力に接続することはできません。

ここでいくつかの説明が必要です。

このバージョンの回路は、完全に冗長な受信感度を提供できますが、単純に実装することはできません。また、回路との接続を減らすとダイナミクスが急激に増加し、回路の品質係数が非常に高くなり、選択性にプラスの影響を与えます。今のところ、妨害放送局の存在は、これが PPP の災難です、全く検出できませんでした。これはフルサイズのデルタに接続した場合です。もちろん、実際に森や畑をオンエアで確認してから最終調整を行います。

回路は高品質で、リブ付き HF セラミックで作られたフレーム上にあり、同調コンデンサは空気誘電体で作られていることに注意してください。つまり、回路の品質係数が高く、これはデバイスの高品質な動作にとって基本的に重要です。 コイルや低品質のコンデンサーなどの中国製段ボールフレームは使用しません。 「最新のコンポーネント」。 デバイスはオンエア操作用に組み立て中です .

逆並列接続されたダイオードに基づくミキサーは回路を分路し、オプションがなければこのオプションよりも完全に劣ります。実際にテスト済み。もちろん、完成したデザインを作れば、実用化も可能です。

もちろん、回路基板上に何かを組み立てること、そして謙虚に偽りなく自分をダイレクトコンバージョンテクノロジーの専門家であると考えることを誰も禁じません。

写真は、はんだごてをアンテナとして使用したときに、このデバイスで放送で聞こえる最初の局を示しています。これは RZ6MM、21.03 MSK 20.05.2010 です。ただし、ここは4階で静止状態です。しかし、それでも、かなりまともです。

この時点で、水晶の活性には疑問があり、エミッタフォロアを追加した方がよいと判断しました。これも現実的に決まっている。
たとえば、7030 ではエミッタフォロワは必要ありませんでした。

これでトランシーバーの受信部分の組み立ては完了です。操作中にいくつかの調整が行われる場合もあれば、何も必要ない場合もあります。人口密集地域から離れた自然界では干渉レベルが極めて低いため、感度を高めることはおそらく可能です。このバージョンではゲイン余裕が非常に大きく、1 µV を超える感度が少しの困難もなく得られることを思い出してください。
送信機。
トランジスタの出力インピーダンスは低いことが知られており、そのため送信機の低インピーダンス出力とアンテナの比較的高いインピーダンス入力を整合させるのに一定の困難が生じます。また、一部のアンテナは単純に高インピーダンス入力を備えています。送信機の出力で P 回路を丹念に整合させる必要があり、これには多くの場合多大な労力が必要になります。

そして2リンクP回路の導入。

私は、いわゆる「双眼鏡」、つまりマッチング広帯域 RF トランスを組み立てる方が、はるかに少ない労力で済み、より広い範囲にわたって負荷マッチングを確保できると判断しました。

この技術は単純に驚くほど単純です。同軸ケーブルなどのシールド線を切断し、編組を取り外し、6 ～ 8 個のリングを付け、比較的硬い単芯線を 4 回引っ張ります。より線にすることも可能ですが、柔軟性があり、伸ばすのがより困難です。

もちろん、必要に応じて、銅管を使用して、より適切に行うこともできます。この場合は、簡略化されたバージョンで十分です。美学者はスクリーンをはんだ付けして、より堅固になる硬いチューブを手に入れることができます。そんなに長い仕事をする時間がありません。そして、このオプションは、実践で示されているように、うまく機能します。

編組（これが「1次」巻線）は出力トランジスタのコレクタ回路に接続され、「2次」巻線から信号がP回路に供給されます。

作業は「行進中」に続いたので、後で忘れないように、送信機で使用したものを紙にスケッチしました。

ブロードバンド「双眼鏡」トランスが基板上に直接ではなく、プレキシガラスまたはその他の誘電体でできたプラットフォーム上に配置されていることを指摘しても、誰かを怒らせないことを祈ります。

こちらが送信機の写真です。全然怖くないですよね？

その間、「双眼鏡」なしで、いじくり回して…送信機を 75 オームの負荷に合わせることができませんでした。プリファイナルにはKT920Aを搭載しているので明らかに贅沢なのですが、KT610が足りなくなってしまいました。

入手可能な KT911 は自己興奮する傾向があるため好きではありません。KT603 はどこかにありますが、見つかりません。

RF ダイオード (この場合は KD503) と直列のツェナーダイオードチェーン (この場合は D816) に注目してください。このチェーンは写真に表示されています。

このチェーンは、アンテナやケーブルに足を引っ掛けてアンテナをアンテナソケットから外した場合など、高電圧によるトランジスタの故障を防ぐ必要があります。一般に、これはトランジスタの即時破壊につながります。
ツェナーダイオード/ダイオード回路は、特定のトランジスタの最大許容電圧を下回る電圧向けに設計されており、出力トランジスタを確実に保護します。

また、広い面積の冷却面がトランジスタを熱故障から確実に保護します。この場合、トランジスタはハウジングにしっかりとネジ止めされています。特定のトランジスタの最大許容温度までケースを加熱するのに十分なバッテリー容量があるかどうかは疑わしいため、この長いプロセスを無関心に観察することになるでしょう。

出力信号は、75 オームの 2 つの並列抵抗 (それ以下では負荷なし) から 500 オームまでの、負荷 (75 オーム以上のアクティブな有限抵抗) の非常に幅広い変化 (37.5 オームから) において、通常の正弦波の形状を持ちます。ロードオフ時の正弦波も正確です。明らかに、「双眼鏡」の利点は、負荷が非常に広い範囲で変化する場合の送信機の通常動作にあります。

周波数変更能力については記載しておりません。それらは特定の石英標本用に個別に選択されます。クォーツがはるかに長い調整範囲を提供する場合は、通常、スイッチを取り付けていくつかの動作周波数を提供できます。この場合、それらは 2 つあります。

必要に応じて、水晶局部発振器と前段アンプの間にエミッタフォロワを設けることもできますが、これはむしろ再保険です。ただし、水晶があまりアクティブでない場合は、疑問があり、エミッタフォロワを提供する方が良いでしょう。これにより、多大なトラブルや費用が発生することはありません。

動作瞬間 - 電球を接続しました。実際には、電球はカメラが認識するほど明るく光りません。
自制心。

ダイレクトコンバージョントランシーバーの自己監視は、まったく日常的な作業ではありません。

もちろん、トグルスイッチ（ボタン、ペダル）を「受信-送信」にすれば、言うことはありません。しかし、私はボタンやトグルスイッチ、ペダルを使わずにいたいと思っています。キーを押せばすぐに放送が始まります。

600 ～ 800Hz の周波数を生成するマルチバイブレータを ULF に接続します。キーを押すと、ULF で信号が聞こえました。初級ですね。それがハードウェアデバイスではなく、想像上の架空のデバイスである場合は、初歩的です。接続します...しかし、品質はそれほど良くなく、アンテナが異なると動作も異なります。ゼーゼー鳴って、ただ迷惑です。

オレグ・ヴィクトロビッチ RV3GM も、商工会議所で質の高い自己管理を組織することの難しさについて話しました。彼はダイレクトコンバージョン技術の実践者として認められています。

最終的に、マルチバイブレーターに接続されたカプセルを組み込み、最適ではないにしても、これが解決策であると判断しました。

空きスペースがありました。カプセルを作動させましょう。蓋に穴は開けていないので、量は十分でした。おそらく森の中では、強風が吹くと音が少し聞こえにくくなり、変更する必要があるでしょう。しかし、それはありそうにありません。

写真はトランシーバーの組み立てが完了する段階「クリエイティブカオス」。

これは、はんだ付け無線アマチュアにとってはまったく驚くことではありません。

いわゆるフロントパネルです。私は常に LED を取り付けます。LED はデバイスの電源が入っていることを示し、デバイスに命を吹き込みます。 2 番目の LED は送信機の操作を反映します。

最も「儀式的」なタイプの「Priyatel-8」トランシーバー:

このトランシーバーは、森や野原、さまざまな気象条件、衝撃やその他の機械的影響を受け、雨や霧にさらされ、寒冷地で作業する必要があります。そのため、私はフィールドテストが始まる前に必ずデバイスの写真を撮ります。本体に傷がついたり、カバーがへこんだりするだけで、見た目は決して良くなりません。

碑文のある紙については何も言うことはなく、何度か更新する必要があります。

2010/05/28 トランシーバー完成しました。しばらく時間がかかりました 条件なし: 「週末デザイン」 私はそれを認めません。

1. トランジスタについて。

一般に、詳細な説明はすべて私のメッセージに記載されています...ただし、いくつかのメッセージに目を通す必要があります。

少なくとも簡単に説明しようと思います。興味のある方は、RU QRP クラブのアーカイブにある以前の詳細なメッセージを参照してください。

ということで、私のお気に入りのMP101やP28などについて。 KT3102、KT3107など、あるいは輸入消費財ではいかがでしょうか？

ULF PPP では、直接接続でカスケードを使用することが最も推奨されます。トランジションコンデンサを追加すると、ノイズや位相歪みなどが追加されます。
ダイレクトコンバージョン技術における ULF は主要な増幅要素であり、非常に高いゲインが必要です。

Ku = 50,000 としましょう。アンプの入力に 1 ボルトの電圧を印加して、出力で 50,000 ボルトを受け取ることを期待する人はいないと思います。

参考文献には次のように記載されています。「モードにおける電流伝達係数」 小さな信号 」入力信号レベルが増加すると、ULF ゲインは、ULF がブロックされるまで減少します。
高周波トランジスタの ULF は非常に広い帯域幅を持ち、局部発振器の信号が ULF 入力に漏れると、オフになるまでゲインが減少します。

MP101 のカットオフゲイン周波数は 0.5 MHz (!!) で、ダイレクトコンバージョンレシーバー (トランシーバー) として最適です。もちろん、RF トランジスタも使用できますが、マイクロ波内で自己励起し、局部発振器からの信号の漏れにより利得が低下する可能性が非常に高くなります。自己励起はオシロスコープで簡単に検出できます。しかし、除去には、場合によっては、トランジスタの交換が必要になるなど、多大な労力が必要になります。

RF トランジスタを使用することに意味はありません。不必要な問題を引き起こすだけです。多くの場合、ブロッキングコンデンサは自己励起の除去に役立ちません。個人的には、特殊な低周波トランジスタがある場合は、ULF で高周波トランジスタを使用することは避けます。

次に、MBM などの「テープ」コンデンサの使用について説明します。

繰り返しになりますが、現代的で美しくエレガントなセラミックコンデンサは、コンデンサとしてではなく、ULF 内で機能し始めることがよくあります。 石英と同様に、数百キロヘルツの HF を生成し始めます。 非発電コンデンサを選択するという見通しは、私にはまったく魅力的ではありません。

この写真は、非常に現代的で非常にエレガントなコンデンサによって生成された正弦波を示しています。「リボン」コンデンサは問題ありません！

マイクロ回路には RF トランジスタが含まれており、入力への局部発振器信号の漏れによってゲインが低下し、マイクロ回路がブロックされてしまうこともあります。

おそらく私を除いて、誰もが LM386 を愛しています。LM386 はプリムスストーブのような騒音を出し、HF 干渉からの保護を真剣に考慮する必要があり、消費量が大幅に多く、ゲインは国内 MP101 の「戦闘とキャンペーン」でテストされた ULF よりも大幅に低くなります。、MP103など。これらのトランジスタは、TPP および -30 度でも問題なく動作します。

つまり、この場合、私が MP101 と MP103 を使用しているのは、独創性からではなく、次の理由によるものではありません。 ^ この現代的な要素ベースは面白くありません 。」、A これは、組み立てられた構造物で実際にテストされ、実際に空中でテストされ、さらに森や野原、さまざまな気象条件、さらには厳しい霜に至るまで、これが最良の選択肢であるという事実によるものです。
「最新のコンポーネント」を使用して自分で困難を作り、それを克服したくない! これは万人向けではありません …

2.超小型回路について。

マイクロ回路の使用について...私は輸入マイクロ回路を多数持っています（TNX DL7PGA、ウラジミールは私の常に友人であり、敵でもあります。）私はNE602よりも国産の235PS1を好みます。ただし、客観的には、これらの超小型回路はほぼ同じクラスです。国産のものはノイズが少なく、金属スクリーンを備えているため、チップ本体への外部干渉を直接排除します（NE602）。また、国内のマイクロ回路は、仕様のパラメータに確実に準拠するために厳密な選択を受けています。

次のペア: 435UR1 と TL592。ここでは、家庭用超小型回路がノイズ、効率、増幅の点で明らかに優れており、ここでは超小型回路本体のシールドが非常に重要です。これらすべては実際にテストされています。
輸入されたマイクロ回路についても、品質が悪く、製造元が不明で、単に動作しないマイクロ回路がたくさんあります。購入した 3 つのステレオアンプマイクロ回路のうち、100% のマイクロ回路は 1 つのチャネルのみ動作していましたが、当然ながら、宣言された 20 ワットの出力電力を生成するマイクロ回路は 1 つもありませんでした。
スタビライザーチップを購入しようとしたら、すぐに「やめてください！」と言われました。労働者ではなくゴミだ！

個人的には、可能であれば、信頼性の高いコンポーネントを使用することを好みます。一言で言えば、超小型回路の場合はより困難ですが、その超小型回路がブランド化され、パスポート仕様になっているという保証があるかどうかは別問題です。しかし、明らかな標準以下の状態、不明な製造元、ランダムな刻印がある場合、これは完全に別の問題です。
国産電解コンデンサについて。
あらゆる種類のフォーラムで、国内コンポーネントを「キック」しなかったのは、絶望的に怠惰な参加者だけでした。特に国産の電解コンデンサを実演します。

このようなコンデンサが入った箱が、今年 2010 年の初めに私の手元に届きました。梱包された状態では、製造の瞬間以来、誰もこれらのコンデンサに電圧をかけたことはありません。ちなみに1975年です！これらの先進的なコンデンサの状態をチェックすることにしました。

これらのコンデンサを 12 個並列し、電流制限抵抗とダイオードを介してネットワークに接続します。素晴らしい！腰痛、パチパチ音、ガサガサ音、その他のマイナスの現象はありません。しばらくしてから電源を切り、一時停止します。その間に、私が想定したように、コンデンサーが完全に放電され、端子が短絡されるはずです...直径約0.5 mmのワイヤーがその瞬間に切れました、ドライバーに跡が現れ、その放出量はピストルの発砲に匹敵しました。

ちなみに私はこのコンデンサーに絶対の自信を持っており、その素晴らしいコンポーネントへの敬意を込めてGU-81Mのパワーアンプに使用しました。優れたコンデンサー。そしてそれらと並行して、PA内で抵抗をはんだ付けして、電源を切った後に放電するようにしました。

以下は優れたコンデンサです。

「ETO」ブランドのコンデンサ。 1970 年に製造されたこの基板 (当時私は 3 年生でした...)、この基板はどこかに転がっていました。どこから入手したのかさえ覚えていません...私は必要に応じて、常にこれらのコンデンサーを基板から外しています。ボードに載せて使用します。新品同様に動作します。残念ながら残り7点のみとなっており、残りは製作中です。

彼らは気取らない見た目で、すでに40歳ほどですが、私は彼らに全幅の信頼を寄せています。素晴らしいコンデンサーです！

優れたコンデンサーの別のボード。 1989年、容量は定格値相当で余裕があり、自己放電は驚くほど少ないです。「Chip and Dip」から輸入された同様のものはパラメータにほとんど一致しません。ただ、正直、輸入品はサイズが小さいです。輸入コンデンサの自己放電と乾燥は、控えめに言っても国産コンデンサより劣ります...フォーラムの1つのトピックから判断すると、すでに電解コンデンサは「数千個」で乾燥し始めています。これは最新のトランシーバーに搭載されています...

そして、あらゆる種類の古き良き R-250M、M2、R-309、「Mole-M」、R-326 など。 40年以上前のものですが、問題なく動作します。私の R-326M はまだ 20 年ほどしか経っていません。

最後の部分。
いつものように、皆様のご多幸をお祈り申し上げます。 QRP/pを含むオンエアでお会いしましょう！

73！ UA1CEG、レニングラード地方フセヴォロシュスク地区ガルボロヴォ村、ユーリ・アレクサンドロフ。 LO-23、KP50FI。
ウェブサイト: UA1CEG.narod.ru

インターネットの普及により、残念ながらアマチュア無線は徐々に衰退していきました。ラジオのフーリガンの軍隊はどこへ行ったのか、方向探知機を持った「キツネ狩り」の軍団とその仲間たちはどこへ行ったのか...消え去り、残されたのはパンくずだけだ。州レベルでは大規模な扇動はなく、一般的に価値観が変化しており、若者は自分のために他の娯楽を選ぶことが多くなっている。もちろん、現在のデジタル時代ではモールス信号はあまり使用されず、本来の形式での無線通信はますますその地位を失いつつあります。しかし、趣味としてのアマチュア無線は、放浪のロマンとかなりの技術と知識が交差するものです。そして、頭を動かし、手を動かし、魂で喜ぶ機会です。

それでも私は兄弟たちに恥をかかせませんでした。
しかし、彼は以下を組み合わせることによって彼らの力を具体化しました。
私は船乗りのように自然を乗り越えました
そしてギャンブラーのように幸運を祈りました。

M.K.シェルバコフ「小姓の歌」

しかし要点まで。それで。

繰り返す設計を選択する際、RF 機器の設計分野における私の初期知識からいくつかの要件が生じました。特に構成に関する最も詳細な説明、特別な RF 測定器の必要性、アクセス可能な要素ベース。選択はViktor Timofeevich Polyakovのダイレクトコンバージョントランシーバーに委ねられました。

トランシーバー – 通信機器、無線局。受信機と送信機は 1 つのボトル内にあり、カスケードの一部を共有します。

エントリーレベルの SSB トランシーバー、シングルバンド、160 メートルの範囲、ダイレクトコンバージョン、真空管出力ステージ、5 W 出力。さまざまなインピーダンスのアンテナを操作するための整合デバイスが内蔵されています。

SSB - 単側波帯変調（英語の Single-sideband modulation、SSB に由来する片側波帯による振幅変調） - 振幅変調（AM）の一種で、チャネルスペクトルと電力を効率的に使用するために送受信装置で広く使用されています。送信無線機器。

単側波帯信号を取得するための直接変換の原理により、とりわけ、スーパーヘテロダイン回路に固有の特定の無線要素 (電気機械フィルターや水晶フィルター) を使用せずに済みます。トランシーバーの設計範囲は 160m ですが、発振回路を再構成することで 80m または 40m の範囲に簡単に変更できます。出力段はラジオ管をベースにしており、高価で希少なRFトランジスタは含まれておらず、負荷を気にせず、自己励起の傾向もありません。

デバイスの回路図を見てみましょう。

回路の詳細な分析は著者の本に記載されており、著者のプリント基板、トランシーバーのレイアウト、筐体のスケッチも掲載されています。
元の設計と比較して、実行に次の変更が加えられました。まず第一に - レイアウト。

トランシーバーバージョンは、最低周波数のアマチュアバンドで動作するように設計されており、「低周波数」レイアウトが完全に可能です。当社独自の設計では、特に RF 機器により適用可能なソリューションが使用され、論理的に完全な各ノードが個別のシールドされたモジュールに配置されました。とりわけ、これによりデバイスの改善がはるかに容易になります。そうですね、80 メートルバンド、さらには 40 メートルバンドに簡単にチューニングできる可能性があることに勇気づけられました。そこではそのようなレイアウトの方が適切です。

「受信-送信」トグルスイッチはいくつかのリレーに置き換えられました。部分的にはマイクベースのリモートボタンからこれらのモードを制御したいという要望のため、部分的には信号回路のより正確なレイアウトによるもので、遠くからフロントパネルのトグルスイッチ（各リレー）までドラッグする必要がなくなりました。切り替えポイントにありました）。

トランシーバーの設計には、より大きな遅延を備えたバーニアが含まれており、これにより、目的の局に同調するのがはるかに便利になります。

使われたもの。

ツール。
付属品付きのはんだごて、ラジオ取り付けツール、小さな金属加工ツール。金属製のはさみ。シンプルな大工道具。フライス盤を使いました。取り付けにはブラインドリベットと専用のペンチが便利でした。プリント基板上の穴（約0.8mm）など、穴あけ用のものはドライバー1本で作成できます。スカーフは特殊で、穴はほとんどありません。アクセサリー付き彫刻機、ホットグルーガン。プリンター付きのパソコンが手元にあると便利です。

材料。
放射性元素に加えて、取り付けワイヤー、亜鉛メッキ鋼板、有機ガラス、プリント基板製造用の箔材料および化学薬品、および関連する小物も含まれます。ボディ用の薄い合板、小さな釘、木工用ボンド、大量のサンドペーパー、ペイント、ニス。いくつかのカスケードの断熱用に、少量のポリウレタンフォーム、薄くて高密度のフォーム「Penoplex」、厚さ20mmを使用します。

まず、AutoCAD で装置全体と各モジュールのレイアウトを描きます。

モジュール自体は、プリント回路基板、亜鉛メッキ鋼製のモジュールケーシングの「ベッド」として製造されました。基板が組み立てられ、ループコイルが巻かれて取り付けられ、基板が個々のシールドケースにはんだ付けされます。

局部発振器用の可変コンデンサー - 2 番目のプレートごとに取り外されます。ステーターブロックを分解してはんだを外し、すべてを元の位置に戻す必要がありました。

ボディは8 mmの合板で作られており、開口部と穴を調整した後、ボックスを研磨し、グレーのペイントを2層塗ります。ボックスの内側も同じ亜鉛メッキ鋼板で仕上げられ、要素とモジュールの最終設置が始まりました。

ゼッケンスイッチと整合器のバリコンをアンテナコネクタの近くに配置し、接続線を極力短くすることができます。フロントパネルからそれらを制御するには、6mmのネジ付きロッドとストッパー付きの接続ナットで作られたシャフト延長部が使用されます。

チューニングバーニアの軸は壊れたインクジェットプリンターのシャフトから作られており、同じ軸にはブレーキユニットもあり、これも役に立ちました。バーニアケーブルを収める溝は彫刻機で作りました。

特殊なプーリー、ケーブル自体、張力を与えるスプリングは真空管ラジオから使用されています。

調整ノブは、同じプリンターの 2 つの大きなギアで作られています。それらの間の空間はホットメルト接着剤で満たされます。

局部発振器モジュールの壁はポリウレタンフォームの層で仕上げられており、これにより放送局に同調する際の加熱による「周波数ドリフト」を軽減することができます。

電話およびマイクアンプモジュールはケースの後壁にあり、モジュールを機械的損傷から保護するために、ケースの側壁にコンセントが設けられています。

トランシーバーの局部発振器を構成します。このために、マルチメーター用の簡単な HF アタッチメントが作成され、たとえば HF 電圧レベルを評価できるようになりました。

当初、送信機の出力段の回路を、同じ12Vで駆動される半導体回路に変更することが決定されました。上の写真では、完全に組み立てられていません-より高い電流用にミリメートル、追加の巻線が付いていますP 回路コイル、低電圧電源のみ。

変更のスキーム。出力電力は約0.5Wです。

その後、元に戻すことが決まりました。ミリ電流計をより感度の高いものに交換し、不足している要素を追加し、電源を変更する必要がありました。

パワーアンプモジュールは大量の熱源となるため、他の構造要素から断熱されています。その自然換気は組織化されています - ケースの地下とモジュールの上のカバーに穴のフィールドが作られています。

建物の地下にも多数のブロックとモジュールが含まれています。

トランシーバー回路は、個々のコンポーネントに対する最も単純な解決策があり、目立った特性はありませんが、性能特性の向上と操作の利便性の向上の両方を目的とした多くの改良と変更が行われています。これは、信号側波帯スイッチング、自動利得制御、および送信中の電信モードの導入です。非動作側波帯の抑制は、ミキサダイオードの特性の広がりを減らすことによって、たとえばダイオード V14...V17 の代わりに KDS 523V ダイオードアセンブリを使用することによって、いくらか高めることもできます。個々のノードの改善は、以下のスキームに従って実行できます。解決策にも注目する価値があります。適用されたレイアウトを使用すると、これを非常に簡単に行うことができます。

文学。
1.V.T.ポリャコフ。直接変換トランシーバー出版社 DOSAAF USSR。 1984年
2. RF を測定するためのマルチメータへの取り付けの図。
3. ディルダ・セルゲイ・グリゴリエヴィッチ。 80mまでの小信号SSB TRXダイレクトコンバージョンパス

モバイルテクノロジーのすべて

受信パスの基本パラメータ

伝送路の基本パラメータ

文学

「RADIO」誌 2006 年 9.11 号に掲載された後のトランシーバーの変更点。

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